高频高压电源LCC谐振电路的研究与设计

牟晋力，曾庆军，陈 峰

（1.江苏科技大学 计算机科学与工程学院，江苏 镇江 212003；2.镇江天力变压器有限公司 江苏 镇江 212400）

随着工业的快速发展，环境问题日益突出，其中空气污染的问题及其严重。工业废气中的粉尘给人类的健康带来严重的危害，而传统静电除尘难以满足国家对除尘的要求。随着电力电子技术的发展，高频高压静电除尘电源得到快速发展，并广泛的应用于除尘领域。高频高压静电除尘电源的大电压是通过高频变压器的升压获得的，但高频高压变压器的匝比很大，产生的分布电容会引起较大的环流，降低变换器的效率，而产生的漏感会引起较高的电压尖峰，损坏功率器件，因此，高频高压变压器的分布电容和漏感不可忽略[2]。在高频情况下，可以利用变压器的分布电容和漏感与串联谐振电容构成LCC谐振电路[2，5]，实现零电流的开通与关断，降低开关损耗，提高开关频率，降低变压器的体积[1，3]。

LCC谐振电路具有串联谐振和并联谐振的优点[1-2]，可以很好的适用于高频高压大功率除尘电源。目前LCC谐振电路以变频控制为主，变频控制可分为谐振电流连续模式（Continuous Current Mod，CCM） 和 谐 振 电 流 断 续 模 式（Discontinuous Current Mod，DCM）。 相比于 CCM，DCM 工作原理简单，在实现软开关的同时，调节开关频率实现输出电压的变化。因此，本文给出了DCM模式的原理推导并结合变压器的特点给出了LCC参数的设定，并在最后通过仿真和实验对参数选择的有效性进行验证。

1 高频高压电源LCC谐振电路

高频高压电源的LCC谐振电路的拓扑结构如图1所示，为串联谐振电感（变压器的等效漏感），为并联谐振电容（变压器的等效分布电容），为串联谐振电容。S1～S4为逆变电路的功率模块 （IGBT），D1～D4为 IGBT的反并联二极管，D01～D04为高压硅堆整流二极管。R0和C0为除尘器本体的等效电阻和等效电容，并满足n2Co＞＞Ve为等效输出电压（Ve为输出电压 V0折算到变压器低压侧的值，Ve=V0/n），VP、VS分别为CP和CS上的电压，iLs为谐振电流。

定义A=Ve/Vin为等效电路的电压增益，k=CP/CS为并联电容和串联电容的比值。根据A与1/（1+k）的大小关系，DCM存在两种工作模式，当 A＞1/（1+k）时，DCM 工作在模式 1；当A＜1/（1+k）时，DCM 工作在模式 2。 Cp两种模式的区别主要是在开关管S1、S4或者S2、S3开通时，两端电压是否被钳位在等效输出电压Ve。DCM工作在何种模式下主要根据电路的参数选取有关，由于实际工作情况的需要，所以把LCC谐振电路设计在模式1下。下面只介绍模式1，用DCM1表示LCC谐振运行在模式1下。在分析之前，先作如下假设[2，4，6]：1）所有开关管和二极管均为理想器件；2）所有电感、电容均为理想元件；3）Co足够大，可以使Vo在一个开关周期内为恒定值。

图1 LCC谐振电路拓扑图Fig.1 Topology graph of LCC resonant circuit

2 DCM1的工作原理

DCM1模式下电路的主要波形如图2所示，该模式共有八个工作状态[1-2，4]。根据电路的对称性可知，后半周期的工作模式与前半周期的工作模式类似。现对电路的前半周期工作状态进行分析。

图2 DCM1模式下的电路波形Fig.2 Wave forms of DCM1

1）开关状态 1[t0～t1]：t0时刻，功率开关管 S1 和 S4 开始导通，由于此阶段电容Cp两端的电压VCp小于二次侧高压折算到一次侧的电压Ve，整流二极管D01～D04均反向截止。电路中，谐振电容CS、漏感LS和分布电容CP组成谐振电路，谐振电流iLs从零开始逐渐增大，开关管S1、S4实现了零电流开通。当VCp增加到等于Ve时，此阶段结束。

2）开关状态 2[t1～t2]：t1时刻电压 VCp上升到 Ve，变压器一次侧的能量开始向二次侧传递，整流二极管D02和D03导通，电源向除尘负载供电。由于电路的输出电压V0为恒定值，其折算到一次侧的电压Ve保持不变，分布电容两端的电压钳位在Ve点，谐振过程变为CS和LS组成的两元件正向谐振。该阶段继续对谐振电容CS进行充电，并导致谐振电流开始逐渐下降，当谐振电流下降到0时，此阶段结束。

3）开关状态 3[t2～t3]：t2时刻谐振电流 iLs为零，之后谐振电流开始反向增大，CS和Cp放电，导致VCp的电压降低并小于电压Ve，高压侧整流二极管D01～D04均反向截止。谐振过程由CS和LS组成的两元件正向谐振变为CS、LS和Cp组成的三元件反向谐振。功率开关管S1和S4两端的电压近似为零，而与功率管并联的二极管D1和D4导通，开关管实现了零电压关断。当谐振电流再次回零时，此阶段结束。

4）开关状态 4[t3～t4]：当谐振电流再次回到零点时，由于此时开关管全都关闭，电路保持电流断续状态，没有能量向副边传递，电容向提供能量。开关管S2和S3开通时，此阶段结束。

由于对称性，后半周期的工作过程就不再赘述。图3为前半周期各个阶段的工作原理图。

图3 DCM1前半周期各状态的电路图Fig.3 The first half cycle each state of DCM1

3 设计与仿真

高频变压器的漏感作为谐振电路中的串联谐振电感，变压器的分布电容作为并联谐振电容。根据相关公式计算及其变压器的具体特性可得本系统中高频变压器的漏感为11 μH，分布电容为1 μF。因为本系统工作在 DCM1状态下且最终的输出电压可达72 kV，根据A＞1/（1+k），求得小于9.6 μF。 综上，最终选取的谐振电路参数如下：LS=11 μH，CP=1 μF，CS=6 μF，等效负载 C0=50 nF，R0=150 K。

在以上参数基础之上进行系统仿真实验，输入电压为530 V，5 kHz的PWM波对IGBT进行控制，从而得到如图4仿真结果。图4中第一幅图为两端电压波形，第二幅图为谐振电流波形，第三和第四幅图为两路互补的PWM波。

图4 仿真波形Fig.4 The simulation waveform

在DCM1模式下，只要保证IGBT的驱动信号在开关状态3期间内关断，便可以实现零电流关断。从图4中可以看出，IGBT可以实现零电流关断，即驱动信号在谐振电流正方向过零后至负向期间内关断（开关状态3期间内）。谐振电流正向的时间为开关状态1和开关状态2所需的时间。向负载供电的时间为开关状态2所需时间，此阶段分布电容两端的输出电压为450 V，而这也满足A＞1/（1+k），即谐振电路工作在DCM1模式下。在系统稳定运行时谐振电流的峰值可达到450 A。

4 实验结果与验证

为验证系统工作在DCM1模式下其参数CS选择的合理性，研制了实验装置并进行实验研究：

三相交流电输入电压值为15 V（线电压），通过三相不控整流器得到20 V左右的直流电，再经滤波电容后得到更加稳定的直流电。把稳定在20 V的直流电接至IGBT逆变桥，输出得到幅值为17 V左右的交流电，再通过高频高压整流变压器进行升压整流后，得到所需要的输出电压2.6 kV。由于谐振电流对于整个系统极为重要，本实验谐振电流通过传感器采样并用示波器显示，谐振电流的波形如图5所示，此波形是在开关频率为2 kHz下测得的。

图5 谐振电流Fig.5 Resonance current

从图5可以很清楚地看出谐振电流工作在所分析的4种工作阶段，与仿真的实验波形吻合。实验表明了设计的LCC谐振电路参数的正确性，能够实现系统的零电流开通与关断。

5 结 论

本文研究了一种适用于静电除尘高频高压电源LCC谐振电路，并详细介绍了DCM1模式下LCC的工作原理，及系统工作在DCM1模式下参数的设定。通过仿真和实验，验证了参数设定的有效性。

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