高精度CMOS带隙基准电压源电路设计

刘鸿雁

（92941部队92分队 辽宁 葫芦岛 125001）

随着微电子技术的飞速发展，集成电路稳压器在军事、商业和民用等各个领域都得到了广泛的应用，对其性能要求也愈来愈高，特别是在温度稳定性、精度、功耗等方面的技术指标不断提升。而在集成稳压器的设计中，基准电压源电路是其中的核心部分之一，其精度和稳定性直接决定了整个电路系统的精度，因此设计出具有高电源抑制比（PSRR）、低温度漂移的高性能基准电压源是系统设计的关键问题之一[1-2]。

文中根据集成稳压器的功能要求以及结构特点，结合工程实际，采用高精度低温度系数的带隙基准电压源结构，以实现其对电源电压、温度、工艺等不敏感，从而给系统提供稳定、高精度的基准电压，并为系统其它电路模块提供偏置电流。经仿真实验结果表明，设计的电路满足指标要求，显著提高了集成稳压器的精度。

1 电路设计

1.1 结构原理分析

电压源电路采用带隙基准结构。带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用在室温下为负温度系数的PN结产生电压VBE。同时也产生一个与绝对温度成正比的热电压VT（=kT/q，k是玻尔兹曼常数，q是电荷量，T为绝对温度）[3]。若基准电压VREF=VBE+KVT，通过适当选择放大倍数K，可以使两个电压的温度漂移相互抵消，经过原理推导[4]，可以得到零温度系数的基准电压。

根据以上原理，设计的带隙基准等效架构如图1所示，R1、R2、R3、Q1和 Q2构成带隙电压产生器，运算放大器 AMP 和M1、电流源I0、IR构成电流反馈网络，保证A、B两点电位相等。由运算放大器的性质得：

式（1）中，IS为二极管的反相饱和电流，与半导体的材料、掺杂浓度及工作温度有关，AE1、AE2是Q1、Q2的发射区面积，其比值为N:1。由于I2R2=I1R1，则

由式（5）可知，基准电压只与PN结的正向压降、电阻的比值以及Q1和Q2的发射区面积比有关，因此在实际的工艺制作中会有很高的精度。当基准建立之后其电压与输入电压无关。第一项VEB1具有负的温度系数，室温时约为-2 mV/℃，第二项VT具有正的温度系数，室温时约为+0.087 mV/℃，通过设定合适的工作点，便可使两项之和在某一温度下达到零温度系数，从而得到具有较好温度特性的电压基准，与前述理论推导相符。

图1 带隙基准等效架构图Fig.1 Block representation of bandgap

必须要说明的是，以上推导出的与温度无关的电压VREF是依赖于双极型器件的指数特性的，无论对于正的或负的温度系数的量都是如此，因此在选择双极型器件的结构和版图设计时必须加以注意。

1.2 实际电路设计

实际线路如图2所示。

1.2.1 偏置电路和基准启动原理

带 隙 基 准 的 偏 置 电 路 由 M1、M2、M4、M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11、M12和 M13组成，采用了共源共栅电流镜结构。由于这种结构具有较高的输出阻抗，而高输出阻抗电流源又具有良好的“屏蔽特性”，即输入电压产生较大的电压变化，相应的输出电压变化很小[5]，因而对电源端的噪声干扰信号有较强的抑制能力，因此可以显著改善基准源的电源抑制比（PSRR）。

当EN输入端电压 VEN≥0.9 V时，XEN输入端为低电平，M14导通，使 E 点电位为高电平（VCC），使 M1、M4、M8、M11截止；M20导通，使AMP的输出OUT点电位为零电位，使M7、M10截止，从而使 D 点电位为高电位，使 M2、M5、M6、M9和 M12截止。此时偏置电路处于关断状态，同时EN的高电平使M3、M15、M20导通，使温度补偿电路、运算放大器关断，从而使整个基准源模块处于关断状态。

当EN引脚输入电压VEN≤0.4 V时，XEN为高电平。该电路利用电容C1进行软启动，在芯片上电瞬间，由上电启动模块输出的信号线START端送来一预置脉冲电压，对电容C1充电，同时使 M7、M10导通，则 M6、M1、M2、M8、M9导通，偏置电路开始工作，VREF端产生输出电压，实现基准源模块的启动。此时电容C1作为频率补偿电容[6]。所以经过一段时间（30 μs左右），这个闭合回路将达到稳定，基准建立起来，最终值为1.22 V。以下对基准源模块所作分析均基于基准源模块的正常工作状态。

图2 带隙基准电路Fig.2 Bandgap circuit

1.2.2 温度补偿和PTAT电流源的产生原理

如图 2 所示，R1、R2、R3、Q1和 Q2构成带隙基准电压电路，电阻R3对应图1中的电阻R1，R1对应图 1中的R2，电阻R2对应图1中的R3，Q1和Q2分别对应基准等效架构图中的Q2和 Q1。 由式（5），得：

在获得精确带隙电压基准的同时，还可获得提供给其他模块电路的与绝对温度成比例的PTAT（Proportional to Absolute Temperature）电流[8]。 由式（4）可得，

从上式可以看出，电流I0与电源电压无关，而只与绝对温度成比例，即PTAT电流。由于成电流镜关系的M12和M2的宽长比相同，个数比为1∶6，因此可以得到输出的供给其他模块的电流为I0六分之一的PTAT电流。

1.2.3 负反馈原理分析

差分运放AMP的作用是对基准电压的变化量反馈并放大，通过反馈回路的作用使基准源电压稳定。M16和M18构成源耦合对管，M17和M19组成镜像电流源，既作为差分放大器的有源负载，又实现双端输入到单端输出的转换。

如图1所示，反馈电路的作用是将差分放大器输出的基准源误差信号送回到温度补偿电路中，反相调节基准源电压，使其稳定。主要由M7、M6构成第一路反馈，控制D点电位；M10、M9、M8构成第二路反馈，控制E点电位。从而形成双反馈结构，加快了反馈的速度，使参考电压更加稳定。

当VREF上升时，导致B点电位上升，通过差分放大器的放大作用，使VSTART降低，一方面，使得M10导通性变差，D点电位提高，M2和M5导通性变差；另一方面，使得M10导通性变差，E点电位提高，M1和M4导通性变差；在M1和M2的共同作用下，使M2漏极输出电流迅速减小，使VREF迅速下降而得以稳定，其反馈过程如下（↑表示增加，↓表示减小，→表示变化过程）：

1.2.4 关键元件的参数设计

通过选取适当的元器件参数，调节出合适的工作点，实现25℃时零温度系数的1.22 V带隙电压基准，同时要求很低的静态电流。

由式（5）可知，当工艺确定以后，在微电流的工作状态下，VEB及其温度系数可以确定；为了使Q2和Q1在版图布局设计时，具有更好的对称性，通常 N选取 4、6、8、10，这里选N=8。

为满足零温度系数，对式（5）两边求导，考虑VEB和VT的温度系数近似得

代入式（4）得

为了使I0较小，而且为了减少版图面积而使（R1+R2）较小，则需要仔细设计电阻值。实际设计中若取N=8，R2=2.5R1，则根据（8）式可得

设计时需要根据静态电流的要求确定电阻值。当VEB1=0.6 V，T=25℃时，可以计算出带隙基准电压值：

本系统需要1.22 V的基准电压，则可以通过微调元器件参数获得。

根据MOS管的宽长比特点，偏置电路之间的电流关系设计为：

因此电路中的静态电流IQREF大小为

1．2．5 基准的精度调节

为了使电压基准的精度更高，在设计时需要对基准的精度进行调节。本设计中采用的精度调节方法是用调节电阻，如图3所示。在电阻R1和R2中加调节脚，其中从R1分出来的电阻RA负责将基准电压调大，而从R2分出来的电阻RB1、RB2、RB3负责将基准电压调小。设计时需要把握的是：根据基准的精度要求和工艺情况，确定对基准调节的最大范围和最小步长（受调节脚的数目限制）。版图完成阶段各个调节脚是用反向的二极管连接的，芯片制造完成后根据实际情况对这些二极管用大电流进行击穿，以达到调节的目的。

图3 基准电路电阻调节方法Fig.3 Trimming method of bandgap

1．2．6 版图设计

设计的带隙基准版图如图4所示。在版图布局方面，面积比为8：1（Q1和Q2）的9个衬底PNP管以九宫格布局法形成[9]。对于PMOS输入对和电流镜则采用将相同的管子进行并联组成大管子的方法来提高精度。这些管子采用单位匹配和同质心的布局方法，可以降低运放的漂移电压，使得电流不匹配程度降至最低，提高工作精度。

2 仿真验证结果

图4 带隙基准版图设计Fig.4 Layout of proposed bandgap

对设计电路进行了性能指标的仿真验证。仿真软件采用Hspice，仿真模型基于Hynix 0.5 μm CMOS工艺，仿真条件为25℃下全典型模型。

基准电压在典型模型下的特性仿真验证结果如图5所示，与计算结果基本一致。从中可以看出，在25℃时，温度系数几乎为零，基准电压随电源电压变化小于0.1 mV；在全部温度变化范围内（-40～125℃）基准电压变化最大4.8 mV，因此具有很好的温度特性。

图5 基准电压的电源和温度特性曲线Fig.5 Power supply and temperature characteristics

3 结束语

文中设计了一种应用于集成稳压器的高精度带隙基准电压源电路。采用共源共栅电流镜结构以及精度调节技术，有效保证了电压基准的温度稳定性和输出电压精度。经Hynix 0.5 μm CMOS工艺仿真表明，在25℃常温时，基准电压随电源电压变化小于0.1 mV；在-40～125℃温度变化范围内，基准电压变化最大4.8 mV，满足设计指标要求。该电路已成功应用于某型线性集成稳压器芯片的设计中，并在Hynix投片。

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