一种高功率LED驱动电源的设计

(中山职业技术学院，广东 中山 528404)

一种高功率LED驱动电源的设计

普清民

(中山职业技术学院，广东 中山 528404)

根据高功率LED的特性，设计了一种单级PFC反激式LED驱动电源。主电路拓扑采用反激变换器，变压器初级并联RCD吸收电路，PFC控制芯片L6562A工作于临界导通模式。在单级电路结构上，同时实现功率因数校正、DC/DC 变换和电气隔离。输出采用TSM1052进行限压、恒流控制，满足高功率LED的性能要求。

驱动电源；高功率LED；反激变换器

0 引言

与传统照明方式相比，高功率LED光源具有节能、环保、光效高和寿命长等优点。目前，高功率LED作为一种新型绿色光源产品，正逐渐在路灯照明、城市夜景、普通照明、显示设备和装饰等领域得到广泛应用。但高功率LED是低压直流器件，需要在恒定电流的条件下工作。驱动电源的性能和可靠性，直接影响到LED 照明灯具的寿命。因此，研究适合LED照明的高效率、高可靠性、高功率因数、结构简单和低成本要求的驱动电源具有十分重要的意义。

1 高功率LED的电气特性

高功率LED的伏安特性曲线如图1a所示。当LED两端的正向电压UF大于其阈值电压时，LED正向导通，产生正向电流IF。由于电压UF与电流IF是非线性关系，UF的微小变化将会引起IF较大变动。此外，高功率LED的PN结具有负的温度系数。随着PN结温度的升高，其等效结电阻值减小，正向电流IF越来越大，最后导致LED不能正常工作，甚至烧坏。光通量Ф与正向电流IF的关系曲线如图1b所示。Ф与IF近似成正比，电流IF的增大会引起光通量Ф近似成比例的增大，会导致高功率LED过热，亮度不稳定，甚至损坏。因此，对高功率LED来说，需要采用恒流驱动。

图1 LED的正向电流与正向电压、光通量的关系

2 电路结构与工作原理

高功率LED驱动电源采用单级PFC反激拓扑结构，组成机构如图2所示。交流输入电压经EMI滤波和全波整流后进行反激变换，由PFC电路控制输入电流的平均值按照全波整流后的电压波形变化，使输入电流正弦化，抑制电流谐波，提高电路的功率因数。对输出电压和电流采样后，通过调整反激变换器的开关频率和占空比，实现LED驱动电源的限压恒流功能。PFC电路工作时，将全波整流电压信号与输出电压信号同时送入乘法器，乘法器的输出信号即为电流控制器的参考信号，输入电流在电流控制器的作用下跟随全波整流电压的波形变化。

图2 单级PFC反激式LED驱动电源系统

3 驱动电路设计

图3 单级PFC反激式LED驱动电路原理

基于L6562A的单级PFC反激式LED驱动电路如图3所示。电源主控芯片选用工作于临界导通模式L6562A。C2为滤波电容，R2和R11组成分压采样电路，R12、R13和C9为L6562A内部误差放大器的反馈环补偿网络，R18为初级绕组电流检测电阻。由变压器的辅助绕组为L6562A提供直流电源及电流过零检测信号，R7为过零检测限流电阻，R4为电路启动时L6562A供电引脚的限流电阻，R9为功率开关管Q1的限流驱动电阻。R3、C3和D2组成电压尖峰脉冲吸收电路。输出电压和电流经限压恒流芯片TSM1052、光耦、电阻R16和R21组成的反馈环送至L6562A引脚1上。由L6562A控制功率开关管Q1的开关频率。

3.1 L6562A芯片

芯片L6562A是ST公司推出的PFC控制器，工作在电流临界模式(TM 模式)，即电感电流处于连续模式与断续模式的临界点。与L6561和L6562相比，L6562A具有更加优异的性能。L6562A的高线性乘法器中内置有总谐波分量最优化电路，可以降低交流输入电流失真，提高功率因数。在宽电源输入电压范围内(85～264 V)以及负载大范围变动的情况下，L6562A仍然可以实现非常低的总谐波失真。L6562A内有精度达1%(25 ℃)的参考电压和电压误差放大器，可以实现对输出电压的精确控制。

启动电流低于70 μA，静态电流小(4 mA)，电流检测电路带有片内RC低通滤波器。有两级过压保护功能，防止电源启动或者负载断开时发生的过压。带欠压锁定和15 V电压箝位，具备有源出电流600 mA和吸入电流 800 mA驱动能力的图腾柱输出级，可以直接驱动功率MOSFET或者功率IGBT管。L6562A芯片正常工作电压范围宽，可为10.5～22.5 V。L6562A外围电路的设计可参考其数据手册。

3.2 高频变压器设计

电路的设计参数为交流输入电压Ui=85～264 V，输出电压Uo=15 V，最大输出电流Io=2 A，最小开关频率fswmin=30 kHz，反射电压UR=100 V，电源转换效率η=85%。

最小峰值电压与反射电压之间的比值(反射系数)为：

(1)

初级绕组电流的峰值为[1]：

(2)

初级绕组电流的有效值为：

(3)

次级绕组电流的峰值为：

(4)

次级绕组电流的有效值为[1]：

(5)

初级绕组的电感量为[1]：

(6)

最小磁芯面积乘积Ap的值为[1]：

≈0.389 cm4

(7)

由于反激变换器的功率较小，变压器铁芯选用铁氧磁性材料的EE28×33.6×10.7型铁芯(材质TDK PC40)，取其最大工作磁通密度ΔBmax的值为0.25 T。查阅产品的技术手册可知，EE28×33.6×10.7型铁芯的磁芯窗口面积乘积Ap为1.26 cm4、磁芯有效截面积Ae为87.2 mm2。

Ap=1.26 cm4>Apmin

(8)

初次级绕组的匝数比,等于反射电压比上副边整流二极管导通压降与输出电压之和。即

(9)

功率开关管的最大导通时间为：

(10)

初级绕组的匝数为：

(11)

次级绕组的匝数为：

(12)

L6562A的供电电压为10.5～22.5 V，芯片正常工作后，辅助绕组通过整流二极管D3将直流电送至L6562A的引脚8上。设定辅助绕组的输出电压Va为18 V，则辅助绕组的匝数为：

(13)

初级绕组的线径为：

(14)

J为漆包线的电流密度，按工程上的经验取值范围，取J为6 A/mm2。

次级绕组的线径为：

(15)

初级绕组选用铜芯导线标称直径为0.41 mm的漆包线，次级绕组采用两股铜芯导线标称直径为0.51 mm的漆包线并绕，以减小集肤效应对变压器的影响。

反激变换器相当于一个电感，为了防止磁饱和，通常在磁回路中加入一个适当的气隙δ。其计算公式为[2]：

(16)

3.3 功率开关管的选择

由于PFC控制器L6562A工作在临界导通模式，功率开关管Q1的功率损耗主要发生在关断时刻。Q1漏源极间的最大电压为：

UDS max=UPK max+UR+ΔU=

(17)

ΔU为变压器初级绕组漏感的过电压，见式(19)。Q1中通过的最大电流等于初级绕组的电流峰值IPKp。由式(2)可知，IPKp=2.31 A。综合考虑Q1漏源极间的最大电压、导通电流、开关功率损耗情况等，并留有一定的裕度，以及对同类型的管子进行性能对比和价格评估，最终选取Q1的型号为ST公司的STP9NK60ZFP，其耐压值UDSs为600 V，额定电流ID为7 A，导通电阻RDSon=0.85 Ω。

3.4 吸收电路设计

由电路图3可知，当功率开关管Q1关断时，初级绕组上的二极管D2导通。由于电容C3两端的电压瞬间升高，又使D1截至。此时，C3通过电阻R3放电，R3消耗了感中的能量，有效地抑制了Q1关断时产生的电压尖峰脉冲，防止Q1被高压击穿。系统采用由D2、R3、C3组成的RCD吸收电路。电容器C3两端的箝位电压为(UDSs预留10%的余量)：

(18)

变压器初级绕组漏感的过电压为：

ΔU=UC-UR=167-100=67 V

(19)

箝位电容的最小值为[3]：

(20)

LLKp为初级绕组漏感，其大小约为初级绕组电感量Lp的3%。根据上述计算结果，取箝位电容C3的值为10 nF。

箝位电阻的最小值为[3]：

取箝位电容R3的值为75 kΩ。

箝位电阻消耗的能量为[3]：

LLKp·IPKp·fsw min=0.6 W

(22)

为保证电路工作的可靠性，选择电阻额定功率时应留有足够的余量。电阻R3选用75 kΩ、1 W的金属膜功率电阻。

RCD吸收电路不仅要求二极管D2能够承受电源的最大峰值电压Uimax，而且还要求D2导通和恢复非常快。选用超快恢复二极管SF38，其反向耐压值为600 V，最大导通电流为3 A，反向恢复时间为50 ns，符合设计要求。

3.5 恒流控制电路设计

为增加电路的可靠性、简化电路设计，选用ST公司的双运放控制芯片TSM1052及外围器件组成恒流控制电路。TSM1052的引脚及内部结构如图4所示。TSM1052的内部集成了1个精密基准源、2个运放和1个低端电流感应电路。精密基准源和运放I组成电压控制环，电流感应电路和运放Ⅱ组成电流控制环。它是一款面向开关电源的次级控制器，可在1.7～18V之间的宽电压范围下工作。

图4 TSM1052的引脚及内部结构

通过电阻R8采样输出电流(如图3所示的电路)，采样信号经TSM1052的Ictrl引脚与其内部的200 mV基准电压比较，并进行放大(运放Ⅱ)。同时，利用电阻R6和R20采样输出电压，采样信号经TSM1052的Vctrl引脚与其内部的1.21 V基准电压比较，并进行放大(运放Ⅰ)。2种比较、放大后的信号均由TSM1052的OUT引脚输出，通过光耦U3反馈至L6562A的INV引脚。当输出电流(电压)增大或减小时，其变化量经反馈回路送至L6562A，L6562A通过功率开关管Q1控制反激变换器T1的输出电流(电压)按相反方向变化，从而保持输出电流(电压)恒定。

4 实验结果

在电路调试完成后，连接30 W的LED灯具，对驱动电源的样机进行了测试。输出电压Uo的波形如图5a所示，功率开关管Q1的漏极波形如图5b所示。测试过程中，电源工作正常，LED灯具发光稳定。

图5 高功率LED驱动电源测试结果

5 结束语

高功率LED驱动电源最大输出功率为30 W，可应用于LED顶灯和射灯等LED照明灯具。采用单级PFC反激拓扑电路结构，安全性高、成本低、效率高。高精度的限压恒流电路，保证LED照明灯具长时间可靠工作。

[1] 李振森，徐军明，丁红斌，等.高功率因数反激式开关电源变压器的设计[J].电力电子技术，2010，44(2): 83-85.

[2] 徐强，董威，田俊杰，等.反激式开关电源变压器的设计[J].中国测试，2009，35(3): 74-77.

[3] 李振森，徐军明.50 W高功率因数反激式开关电源箝位电路的研究[J].电子器件，2009，32(6): 1055-1058.

Design of Driver Power Supply for High Power LED

PUQingmin

(Zhongshan Polytechnic，Zhongshan 528404，China)

According to the characteristics of high power LED，this paper designs a single-stage PFC flyback LED drive power supply.Flyback converter is used in the main circuit topology，RCD absorption circuit is in parallel with the transformer primary winding，and PFC control chip L6562A works in transition-mode (TM).On a single stage structure，the drive power supply achieves a power factor correction，DC/DC conversion and electrical isolation.In the output of the circuit，the control chip TSM1052 is used Constant voltage and constant current control to meet the performance requirements of high power LED.

power supply; high power LED; flyback converter

2014-08-20

中山市科技计划资助项目(20123A341)

TM910

A

1001-2257(2014)12-0023-04

普清民(1974-)，男，河南平舆人，硕士，讲师，研究方向为电子技术。