基于DSP2812的交流信号实时采样系统

李 科，向中凡，黄 磊，彭 韬

(西华大学机械工程与自动化学院，四川 成都 610039)

在风力发电控制系统中，整流斩波技术、逆变技术、最大功率跟踪技术和三相锁相环技术等都需对系统中的交流信号进行实时采样分析[1-3]。实时采样是指对被测信号的瞬时值进行测量，由此得到的数值实时性好、信息量大，通过不同的算法还可从数值中获得多种参数(如瞬时值、有效值、相位值、谐波分量等)。随着数字信号处理器(DSP)技 术的发展，高速实时数据处理已成为可能[4]。本文使用闭环霍尔传感器、信号调理电路、TI公司的数字信号处理器DSP2812完成的交流实时采样系统，保证了信号采集的精度，同时降低了开发成本。

1 交流采样系统

交流采样是指按一定规律对待测信号的瞬时值进行采样，再通过算法对被测信号进行数值处理，从而获得被测量。其理论基础是Nyquist采样定理，即以高于待测信号最高频率2倍的采样频率进行采样，以保持信号原有的基本特征。其系统一般由信号测量传感器、信号调理电路和微控制器等组成。本文的交流采样系统结构如图1所示。

图1 交流采样系统

1.1 闭环霍尔传感器

闭环霍尔传感器的工作原理是磁平衡[5]，霍尔器件在传感器中起指示零磁通的作用。这种测量原理使被测电流与测量电路经过了电—磁—电的隔离转换使强电与弱电分离，如图2所示。

图2 闭环式霍尔电压传感器原理

当传感器主回路中有电流IH时，IH将在聚磁环产生磁场ΦH，使置于聚磁环中的霍尔器件输出控制信号驱动功率器件获得补偿电流IM。IM通过次级线圈产生磁场ΦM，它与ΦH恰好相反，从而使霍尔器件的输出信号强度逐渐减小。当磁场ΦH与磁场ΦM相等时霍尔器件的输出信号不再减小，达到平衡状态。被测电流IH的任何变化都将会破坏这一平衡，霍尔器件便会产生相应的控制信号使磁场重新回到平衡，形成一个动态平衡，此时便可通过IM间接测量输入电流IH的大小。

在测量电压时，通常在传感器的输入端串联一个限流电阻RH，得到与被测电压UH成比例的输入电流IH，同时在输出端外接测量电阻RM，补偿电流IM流过RM时将在两端产生电压信号UM，如图2所示。通过测量UM便可得到输入电压信号

UH=(NM/NH)(UM/RM)RH

(1)

闭环式霍尔电压传感器CHV-25P的电流传输比为2500∶1000，传感器的原边输入电流IH与被测电压UH的比值关系由外部电阻RH确定，为使传感器工作在线性范围内，选择电阻RH使IH在额定电流0～±14 mA内，有

RH=UH/IH-Rin。

(2)

式中：UH为待测输入信号；IH为传感器的工作电流；Rin为传感器的原边输入内阻。

CHV-25P的原边内阻为250 Ω，若设计用于采集峰值为310 V交流信号，并使传感器最大输入电流为±10 mA，根据式(2)可以计算得，RH=30.75 kΩ。取测量电阻RM为60 Ω，则将在RM两端输出峰值为±1.5 V的正弦信号。

1.2 信号预处理电路

由于测量电路的输出为交流信号，而DSP2812 的A/D模块输入电压范围为0～3.0 V，故需对输出信号进行调理[6]。本文设计的信号预处理电路主要由输入隔离电路、滤波电路、偏置电路、比例放大电路4部分组成，如图3所示。根据图中电路参数，运用运算放大器电路的“虚短、虚断”分析法得到各个组成部分的传递函数，由传递函数输入输出关系可得到输出信号在+0.5～+2.5 V范围内，如图4所示。其中G(s)为二阶压控电压源滤波器电路传递函数。该滤波器由2节RC滤波电路和同相比例放大电路组成，具有输入阻抗高、输出阻抗低的特点。同相比例放大电路就是所谓的压控电压源，同相比例放大电路的电压增益就是该低通滤波器的通带电压增益，即Af=AVF=1+R4/R3。若取RC滤波电路的电阻R1=R2=R，得到其传递函数

图3 信号预处理电路

图4 信号预处理电路结构图

(3)

由式(3)可以看出，当Af=AVF<3时，电路稳定工作；当Af=AVF≥3时，G(s)将有极点,处于右半s平面或者虚轴上，电路将产生自激震荡。

令ωn=1/RC,Q=1/(3-AVF)，则

式(4)为该滤波器传递函数的典型表达式。其中ωn为特征角频率，Q为等效品质因数。计算得到本文使用的滤波器的通带增益Af=2，通带截止频率为f0=1/(2πRC)=370 Hz，电路将不会产生震荡现象。综上分析，可以得到信号处理电路的输入输出关系为Uo(t)=(2×Ui(t)+5)×0.31。

1.3 DSP2812的A/D转换误差校正

在信号实时采集系统中,高性能A/D转换器价格昂贵，开发成本高。TI公司的DSP2812芯片内部集成了一个具有12位精度的流水线结构的ADC模块[7]，同时内置了采样/保持器，最多可以选择输入16路模拟信号，可运行在25 MHz时钟频率下对0～+3.0V信号进行快速转换，理论采样精度可以达到0.1%；然而对输入0～+3.0 V 信号的实验测试发现，转换结果和实际值相比误差较大，如图5所示，如果直接使用转换结果必然会降低系统精度。

图5 DSP2812内部A/D测试

DSP2812内部ADC模块精度较差的原因主要是存在增益误差和失调误差[8]。若设A/D转换方程为OutputCount=Gain×InputCount-Offset。其中，OutputCount为数字量输出计数，Gain为增益误差参数，InputCount=Input×4095/3.0为数字量输入计数(Input为模拟输入)，Offset为失调误差。在理想状态下有Gain=1，Offset=0。要得到较高精度的转换结果，就必须校正这2个参数实际值。本文使用的校正方法如图6所示，任意选用ADC的2个模拟输入通道(如ADCINA0和ADCINA1)分别输入已知的直流参考信号RefLow和RefHigh，其理想转换输出数值分别为RefLowIdealCout和RefHighIdealCout。通过读取相应的结果寄存器获取实际转换输出数值，分别为RefLowActualCout和RefHighActualCout，利用2组输入输出值求出实际的增益参数和失调误差，然后利用计算得到的参数对其他通道转换数据进行校正。

图6 A/D误差校正

误差参数求解公式

(5)

校正算法需要2路标准模拟参考信号。本文使用DSP的SPI总线控制TLV5620芯片输出2路模拟信号RefLow=0.5V和RefHigh=2.5V。TLV5620是一个具有4通道的8位电压输出的D/A转换器，能产生高于基准电压1倍或2倍的输出电压，其DAC的寄存器采用双缓冲结构，并在输出端采用了Schmitt触发器高效抑制噪声。TLV5620通过和CMOS 兼容的三线串行SPI总线进行数字控制，总线数据由11位的命令字组成，包括2个DAC输出通道选择位、1个输出范围位和8个数字量数据位，控制时序如图7所示。每个通道输出电压为

(6)

式中：UO为模拟量输出值；REF为参考输入值；CODE为数字量输入值；RNG为输出范围选择位(0或者1)。

图7 TLV5620的控制时序

2 软件设计

采集系统的软件主要有2部分：1)系统主程序，包括系统初始化、产生误差校正参考信号、采集周期定时器配置等；2)A/D转换完成中断服务程序，包括A/D转换寄存器的读取与计算、误差校正参数的计算以及信号的校正。使用CCS4.2编写代码，利用DSP2812的定时器0控制A/D周期采样，程序流程如图8所示。

图8 程序流程图

3 实验结果与误差分析

采用文中描述的交流采集方案，完成的实验平台如图9所示。

1—信号采集板；2—DSP2812控制板；3—电源；4—DSP仿真器。

使用A/D直接采样0～3 V直流输入信号的结果如表1所示。可以看出：在校正了A/D转换的增益误差和失调误差之后，采样误差明显减小； DSP2812的A/D输入范围为0.25～2.75 V，若超出此范围的信号由于DSP2812内部寄存器的位宽限制等原因将会造成A/D转换结果寄存器数据截断丢失。

表1 采样误差分析

表1(续)

对信号调理电路输入峰值为310 V的交流信号进行整个采样系统的实验，其结果如图10所示。使用A/D转换误差校正算法，校正了信号采集偏差，提高了信号采集精度。

图10 正弦交流采样

4 结论

本文提出了一种以TMS320F2812 DSP为核心控制器的交流采样方法，通过对硬件电路设计及软件编程，完成了交流信号采集及数据处理实验平台的搭建；校正了DSP2812内部ADC模块模数转换参数，提高了系统精度。

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