基于PWM-PD的多路输出直流变换器改进研究
2014-08-02付光杰史孟丽牟海维齐金华
付光杰 史孟丽 牟海维 齐金华
(1.东北石油大学，黑龙江 大庆 163318；2.大庆油田电力集团供电公司，黑龙江 大庆 163000)
多路输出开关电源在很多复杂的电子系统中都有广泛的应用，通常将多路输出开关电源输出电压低、输出电流变化范围较大的一路作为主电路进行反馈调节控制，以保证当输入电压和负载变化时低电压输出端的电压稳定和系统正常工作。当其他参数确定时，一个输出电压的变化会引起另一个输出电压的变化，出现交叉调整率。在电路的可靠性、效率和复杂性不变的情况下，改善电路的交叉调整率已经成为该领域的研究热点之一[1，2]。而开关电源要实现大范围升压和降压，且工作效率高，易于控制，正确建模和设计出合理调节器成为开关电源分析和设计的关键[3]。笔者采用脉宽调制-脉宽延迟(PWM-PD)技术来实现电路工作在固定的开关频率下，使用较少的可控器件获得较多路的可控输出，同时改善电路交叉调整率，使电路有良好的动态性能。
1 PWM-PD控制方法①
如图1所示，典型的脉宽调制电路中，给定两个功率开关管，并给予这两个功率开关管相同频率的驱动信号，其中一个开关管的驱动信号滞后于另一个，即控制信号dB滞后于控制信号dA。由于典型的脉宽调制变换器每个控制信号的占空比都是可以单独控制的，输出电压也能进行单独的控制，因此，通过控制驱动信号就能控制两路输出的电压。在使用同样两个开关管时，使用PWM-PD控制技术可以控制三路输出电压。如图2所示，从控制信号dA、dB处产生一个新的不同于dA、dB的控制信号，其中dD取决于dA、dB的延迟时间，电路只需控制驱动信号占空比就能获得三路输出电压，该控制电路可以通过模拟集成芯片实现，也可采用数字控制方式实现。
图1 MOSFETs门级驱动控制信号
图2 3路不同输出变换器门极驱动控制信号
PWM-PD多路输出技术适用于很多DC-DC拓扑，根据中间的DC-DC变换器功率模块的不同拓扑结构可分为以下3类：无隔离变压器的变换器；有变压器并接有后置调节装置的变换器，其中又包括变压器多副边和单副边绕组两种；有变压器但不接后置调节装置的变换器[4]。
2 PWM-PD技术的直流变换器
2.1 无隔离变压器的直流变换器
图3以无隔离变压器的直流变换器buck拓扑为例，开关管MA的通断受图1中dA的控制，开关管MB的通断受图1中dB的控制。
图3 无隔离变压器的3路输出直流变换器
可以看出在buck电路中，输出端O1(R1，C1)和O3(R3，C3)分别受dA和dB控制，而公共输出端O2(R2，C2)将受dD+dB控制。在开关管只有MA开通期间，二极管D12导通，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D12流向负载；开关管只有MB开通期间，二极管D32导通，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D32流向负载；而开关管MA和MB同时开通期间，二极管D12和D32同时导通，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D12和D32流向负载[5，6]。因此，每个输出端由不同的占空比(dA、dB和dD+dB)控制其输出电压。这种电路拓扑结构在要求有3路输出时与普通的控制方式相比减少了一只功率开关管的使用。
2.2 含变压器但不含后置调节装置的直流变换器
图4所示为含变压器但不含后置调节装置直流变换器的拓扑结构，它的工作原理与图3所示变换器的类似。该拓扑结构变换器输出包含两个反激变换器和一个正激变换器。
其中反激变换器的输出O1(R1，C1)和O3(R3，C3)与典型的反激变换器相同，分别受dA和dB单独控制，而公共输出端O2(R2，C2)将受dD+dB控制。因此在开关管只有MA开通期间，二极管D2a导通，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D2a流向负载；开关管只有MB开通期间，二极管D2c导通，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D2c流向负载；而开关管MA和MB同时开通期间，二极管D2a和D2c都将导通，这时取决于哪只整流二极管有更好的工作条件，电流就由该整流管流出，输出端O2(R2，C2)电流通过二极管D2a或D2c流向负载。同样，每个输出由不同的占空比控制其输出电压。这种拓扑结构减少了一只开关管，得到的输出电压也可控。
图4 含变压器不含后置调节装置的3路输出直流变换器
2.3 有变压器并接后置调节装置的变换器
图5所示为利用PWM-PD控制并接有后置调节装置的直流变换器，这种拓扑结构在变压器原边有一个功率开关管(MP)和一个磁芯复位单元，在变压器副边装有PWM-PD控制的多路输出直流变换器。
图5 含变压器和后置调节装置的4路输出直流变换器
含变压器并接后置调节装置的变换器的工作原理与无隔离变压器的直流变换器工作原理类似。MA和MB控制输出端O1、O2和O3，开关管MP用于控制O0。
通过以上分析，可以总结出一种包括前述所有特点的典型PWM-PD直流变换器。在选定电路拓扑结构后，要想增加输出路数，只需增加PWM-PD控制端即可。这种结构通过控制一个新增加的功率开关管来实现对新增两个输出端的输出控制。如图6所示，在图5的拓扑结构中多加一个新的功率开关管M3就能对新的输出端O4和O5进行控制。
图6 PWM-PD多路输出直流变换器
上述几种PWM-PD多路输出拓扑有些只能应用于非隔离场合，有些输出电压稳定性不高或是存在电路响应速度慢等问题。根据以上问题，笔者提出一种有效的电路改进方法。
3 改进电路
3.1 改进原则及电路
在设计改进PWM-PD控制的直流变换器时，对开关管的控制需要使用同样的控制方法，要想得到独立的控制单元，遵循两条原则：公共端输出电压接有滤波；控制信号必须有一部分是重叠的，dA
图7 3路输出直流变换器拓扑及控制结构
3.2 电路分析
主电路工作原理与图4电路工作原理相似，控制电路部分控制模块由误差放大器、调节器和一个信号分配块构成。对控制电路部分采用小信号法进行分析，应用小信号模型对电路进行建模得到如图8所示连续输出模式下的小信号模型。
图8 连续输出模式下的小信号模型
电路公共输出端O2工作于连续工作模式，其他输出端可以工作在连续或断续工作模式。在图8的小信号模型中，O1输出端的电压是完全独立可控的。而O2和O3两个输出端的电压VO2和VO3相互影响。如果变压器T1、T2变比相同时，就能得到完全独立的公共输出O2。
表1 连续输出小信号模型控制传递函数
4 实验
根据图7所示的3路输出有变压器不接后置调节装置的直流变换器构建实验电路。变压器选择飞利浦公司的RM8系列，变比选择NA3/NA1=1.0、NB3/NB1=1.0、NA2/NA1=NB2/NB1=0.5，开关频率选择330kHz，其他器件参数见表2。
表2 电路模型参数
通过对系统进行调试，得到不同输入电压下的输出电流，见表3。
表3 不同输入电压下的输出电流 A
注：输出端电压O1端为+12V，O2端为+5V，O3端为-12V。
图9所示为在3个不同输入电压下对额定负载的控制信号波形图，两个功率管可以看到MA和MB两个功率管的控制信号有重叠。当输入或输出电压变化时，MA和MB两个功率管的控制信号满足设计改进的占空比和延迟时间的要求。
调整率是评估多路输出开关电源的重要性能指标之一。在不同输入和输出电压实验中得出的输入电压调整率、负载调整率和交叉调整率见表4。从实验结果可以看出，这些调整率都在0.5%以下，系统表现出了良好的输出特性。
图9 不同输入电压下两个功率管对额定负载的控制信号波形图
表4 输入电压、负载、交叉调整率实验结果 %
图10为额定负载时变压器输入电压波形、MA、MB的控制信号波形和二极管的电流波形。
1——变压器T1副边电压； 2——滤波电压；3——变压器T2副边电压
图10 额定负载下各元件的信号波形
图11为当负载从0突变到50%额定负载时输出电压的瞬态响应波形。图11a为O1输出端的负载从0突变到满载的50%时，O1、O2、O33个输出端的瞬态响应，可以看出此时只有O1的输出电压电流受到影响，O2和O3输出端基本上没有变化；图11b是O2输出端的负载从0突变到满载的50%时，O1、O2、O33个输出端的瞬态响应，可以看出O2受到冲击，O3只有很小的波动，O1输出不受影响；图11c是O3输出端的负载从0突变到满载的50%时，O1、O2、O33个输出端的瞬态响应，可以看出只有O3输出端受到影响。从图11可以看出系统具有良好的独立输出。
图11 不同负载时输出电压的瞬态响应波形
从图10、11的波形图可以看出输出端的电压在负载阶跃变化时，电压波动幅度小，且能在较短时间内恢复平稳值，说明电路具有良好的输出特性和带负载能力。从实验结果可以看出输出电压在负载电流稳定后调整值很小，对于不同的输入电压和输出电压，PWM-PD控制的多路输出直流变换器的调整率都得到有效降低，负载效应优于其他控制方式的变换器。
5 结束语
交叉调整率是评估多路输出开关电源性能指标之一。对传统的多路输出控制技术，输出精度不高的场合，低成本的无源调节方式可以满足设计要求。随着通信、数字处理技术的发展，输出调整率好的大功率多路输出变换器越来越受到业界的欢迎。笔者提出的基于PWM-PD控制技术的改进多路输出变换器控制简单、所需元件少、效率高、交叉调整率好，其研究对未来多路输出技术的发展和应用奠定了基础。
