光伏逆变器内部电磁干扰抑制电路研究

2014-07-20李雅静郑宏兴刘新月

天津职业技术师范大学学报 2014年1期

李雅静，郑宏兴，刘新月

（天津职业技术师范大学天线与微波技术研究所，天津 300222）

目前，人类所面临的重大问题是能源短缺和环境污染，加快可再生能源的开发和利用，将会逐步克服这些困难，因此，太阳能的开发和利用受到了人们的重视。近年来，太阳能光电技术快速发展，发电装置以年平均16%的幅度递增。其中一个重要的组件就是把光伏电池电压逆变成标准的正弦单相220 V/50 Hz的交流电压的装置，称为太阳能光伏逆变器。对于中小功率光伏逆变器，由于系统大多数时间处于相对正常的中等载荷状态，这种工作状态使自身各部位的电磁干扰问题往往被忽略，设计者更多的是关心输入端口的传导骚扰和输出端口的谐波控制。这就会造成重载下工作不正常甚至出现炸管的现象，这种干扰成为系统的重大隐患。本文通过分析重点部位的电磁干扰问题，实现了多项抑制措施，并在一款3 kW光伏离网逆变器的设计中应用了这种设计方法，实验表明，该设计可有效增加系统的安全性和可靠性。

1 光伏离网逆变器系统

光伏离网逆变器系统[1]如图1所示。

图1 光伏离网逆变系统框图

图1中整机设计采用数字控制方式，主要由核心控制器（DSP）、驱动网络、全桥逆变网络、采样网络和辅助电源网络组成。采用Microchip公司的dsPIC33芯片实现双瞬时值算法[2]，完成单极性脉宽调制（PWM）下的全桥电路设计，其中PWM1H、PWM1L控制左臂的上下臂的PWM输出，PWM2H、PWM2L控制右臂的上下臂的PWM输出，以上信号再经过驱动电路驱动全桥。整个逆变器系统抑制自身电磁干扰的考虑就贯穿在这几个部分的设计中。

2 电源系统电磁干扰分析

光伏逆变器内部需要多路电源，隔离型反激式电源是首选[3]。采用多路输出反激电源控制器LT3748设计了如图2所示的电源，实现了主、副端隔离。传统反激式电源变换器往往需要一个单独的变压器绕组或光耦反馈输出电压的信息，从而实现对输出电压的闭环稳压控制，而用LT3748实现的多路输出电源无需光耦合器、副端基准电压和电源变压器附加第三绕组等3个部分，大大简化了隔离型反激式电源的设计。

图2所示的电源系统在电磁干扰处理上采用了如下手段：

（1）数字地和模拟地分开。将模拟部分的+15 V（供功率驱动系统）和数字部分的+15 V、-15 V（供数字采样系统）、+12 V（供风扇系统）割离，减少了电源网络的共模干扰。

图2 多路输出反激电源电路图

（2）在电源芯片电压入口加入有共模电感L1和电容C1组成的低通滤波电路，防止开关干扰带来的电源输入端不稳造成的电源系统非正常工作。

（3）在变压器输入端加入R1、C3、D1组成的RCD吸收电路，减少因为变压器漏感借助电源本身的开关控制造成的电源变压器入口电磁干扰。

另外，对于外信号的引入和系统的信号输出，也需要有隔离的+5 V电源。系统采用了耀华电源公司的DY05S05-1W，实现数字和模拟电路间的直流隔离。

3 驱动网络电磁干扰分析

驱动网络电磁干扰主要发生在数字驱动信号部分和模拟驱动转换器之间，体现为数字驱动单极性脉宽调制信号的质量下降（在一定位置出现小的振荡干扰），直接影响了整个系统的稳定性。为抑制共模干扰，需要在驱动网络[5-6]中也加入隔离。本设计采用IR2214作为全桥驱动器，为减少共模干扰，实现大功率下的有效工作，对驱动单极性脉宽调制信号进行了信号隔离。对于此类数字驱动信号隔离一般有2种方式：光耦隔离和磁耦合隔离。其中光耦的代表芯片有6N137，磁耦合的代表芯片有ADUM2401。磁耦合芯片速度快（支持10 Mbit/s的传输速率），功耗低，但其价格昂贵。考虑到价格因素且系统单极性脉宽调制速度为15 kHz，设计中采用了美国AVAGO Technology公司的HCPL-M600高速光耦。

图3 抑制电磁干扰的驱动电路网络

图3 给出了全桥单侧臂的驱动原理图，其中控制器输出的驱动信号HIN1和LIN1通过光耦U1002和U1003的隔离，并经过反相器U1004的反向输出给驱动器U1001，U1001输出上管的开关驱动信号HOP、HON与下管的开关驱动信号LOP、LON，传递给后级场效应管组成的全桥电路。

4 采样网络电磁干扰分析

光伏逆变器系统的主要采样信号有6个，名称和用途如表1所示。

表1 光伏逆变器采样信号

对于采样而言，电磁干扰带来的问题就是采样信号不准以及引入滤波带来的采样点延时问题。本系统通过有限长单位冲激响应数字滤波和单极性脉宽输出方式的优选，有效地抑制了电磁干扰对系统采样的影响。

（1）如表1所示，采样信号均为工频信号，传统模拟设计的采样信号高频抑制方法是在具体采样电路中加入低通滤波器滤去信号中叠加的高频成分，而对于地线上的干扰却无能为力，而且引入了固定的采样点延时，算法上一般靠预测和前馈补偿去弥补。这里采用数字滤波的方式，充分利用dsPIC单片机的数字信号处理能力，用过采样的方式实现数字滤波，参考代码如下：

系统采用A/D中断实现数据采样和算法处理，其中A/D中断由单极性脉宽调制周期时钟触发（每秒15 000次）。为提高采样精度，逆变输出数据（电压和电流）未直接采用dsPIC A/D中断返回数据，而是读取外设的12位串行A/D的返回值，其他数据仍采用A/D中断返回数据。如代码所示，为有效减少干扰，采用2次读取数据求平均值的方式实现了最简单的有限长单位冲激响应均值滤波，滤波后的数据提供给算法实现单元。以上措施对抗兆赫兹级的高频干扰有一定改善效果。

（2）dsPIC的单极性脉宽调制输出工作方式如图4（a）所示的边沿对齐方式和图4（b）所示的中心对齐方式。由图4可见，边沿对齐方式的单极性脉宽调制时钟周期信号（出发A/D中断）与输出的单极性脉宽调制信号的变化沿在时间上重合，这样采用了这种模式时采样点就落在了单极性脉宽调制变化沿的附近，而单极性脉宽调制信号的上升或是下降沿（可用软件设定哪一个与单极性脉宽调制周期同步）带来的瞬态电磁开关干扰串入地线或直流母线上就会对采样过程带来较大影响，降低信号的准确性。所以在系统采样中优先采用中心对齐模式。

图4 PWM输出模式

5 逆变网络

本设计中的光伏逆变器是功率逆变器，逆变网络采用全桥设计，实现的等效全桥电路如图5所示。

图5 逆变全桥电路示意图

图5 中，场效应管Q1和Q3是全桥的2个上臂，场效应管Q2和Q4是全桥的2个下臂。Rg1—Rg4是场效应管Q1—Q4的基极驱动电阻，系统通过驱动网络的输出HOP1、LOP1、HOP2、LOP2对4个开关管轮流驱动，达到将母线电压转换为正弦波电压（A、B点电压）的逆变效果。C1、D1、R1组成场效应管Q1的RCD吸收电路（同理，C2、D2、R2，C3、D3、R3，C4、D4、R4分别组成场效应管Q2、Q3、Q4的吸收电路），主要目的是抑制场效应管开关造成的母线冲击。

在驱动时序上，采用了如图6所示的正弦脉宽调制单极性控制方式，相对于双极性控制方式谐波少、电磁干扰小。