一种应用于2.4GHz的使用新匹配的混频器

郑世程，陈 岚，吕志强，王海勇，吴玉平

(中国科学院微电子研究所，北京100029)

1 引言

当今世界，随着移动通信等技术的飞速发展，射频集成电路(RFIC)也倍受世界范围通信产业的关注，各种相关技术的开发研究不断推陈出新。其中，用于无线收发系统的混频器也是系统开发设计的瓶颈之一，而随着集成电路特征尺寸的不断减小，市场需求的不断增高，对无线产品的要求也越来越严苛，既要求低功耗、高性能，又要求小面积和低成本。天线接收的信号(微伏级别)，经过低噪声混频器进入混频器，下变频混频器的作用是将低噪放输出的高频信号转化为低频信号，而混频器为非线性电路，本身就很复杂，分析起来更是复杂，只能定性或者近似的分析说明。如何使混频器能在复杂的工作状态中既满足指标要求，又拥有良好的线性度性能［1］，还能降低成本是其中的一个重要问题。高成本的电路芯片在市场上难以生存，也决定着企业的核心竞争力。想要降低成本，主要有两种途径，其一，从工艺出发，包括找低成本的生产商，选用特征尺寸小的工艺，减小掩膜板层数等;其二，从设计角度出发，优化电路结构，在不影响性能的情况下，尽量使用小尺寸的器件，优化版图、减小面积等［2］。通常在双极型晶体管构成的MIXER中，电感是其中占用面积的大头，因此如何在满足性能指标的情况下，完成对电感的压缩对减小面积非常有意义。文章的研究能够使这一问题得到较好的折中。

对于通常的窄带HBT MIXER电路设计，电路性能需要满足功耗、噪声系数、阻抗匹配、增益线性度、隔离度等约束条件，而这些将对匹配网络产生很大要求，即使可以到达需要的匹配点，也会造成面积的相应增大［3－5］，因此有必要对现有设计结构进行改进。通过改变匹配网络的结构，使用三极管构成的射极跟随器代替电感电容组合，充分考虑各种寄生效应对电路性能的影响，并通过仿真，使MIXER电路能满足相应的性能指标，并达到良好的线性度，同时可以优化电感值大小，优化窄带HBT MIXER电路的版图面积，降低流片成本。

在窄带HBT MIXER设计中，通常为满足匹配和线性度的要求，需要使用大电感来作为输入输出电路在匹配网络主体，如果使用小电感则电路在匹配和线性度方面性能不能保证。目前的设计中，一是电感值往往较大，导致面积会比较大，成本较高，二是使用电感匹配会使线性度不好，通过改变匹配电路结构，通过使用射随器代替电感元件，使得电路中的其他性能不产生大的变化，同时满足版图面积减小，降低成本，并且提高线性度。

2 电路设计

通常，广泛应用的混频器结构如图1所示。

图1 传统结构的MIXER

其中LO输入匹配由电感LB、电容C1组成，RF输入匹配由电感LF、电容C3组成，另外一侧与此相似。输出匹配由电阻R1与电容C1组成，用以滤波。其等效小信号模型如图2所示。

由小信号模型图(图2)可知如下关系式:

图2 传统结构的LNA等效信号模型

其中QLF为电感的Q值，RLF为电感的寄生电阻，而ω为角频率，gm是三极管的本征增益。

可以知道使用这种方式作为匹配网络，由于使用电感LF、LB等，作为匹配的电路(如图1所示)对比未加电感情况，其实部较大，而虚部会较小，根据匹配原理可以知道，由于三极管本身虚部较大，所以要用大的电感值才可以达到匹配效果，而大的电感值又意味着大的面积，成本也将大大提高。

图3为设计的射频窄带HBT MIXER。

图3 新匹配结构的LNA

LO输入匹配网络:由三极管Q7、Q8和电容C1及三极管Q9、Q10电容C2结合三极管Q0、Q3的寄生参数实现，其中三极管Q7、Q8和Q9、Q10作为主要匹配器件，其作用是代替传统结构的LB电感(如图1)，电容C1、C2作为匹配组件，也起到滤波和隔直的作用。使用射随器匹配，不用考虑电感匹配的其他因素，使设计更加简单，能实现更好的匹配。整个电路由以下几部分组成:

RF输入匹配网络:由VRF端引进，经过输入匹配网络，由三极管Q11、Q12与电容器C3和三极管Q13、Q14与电容器C4组成。各元件作用与LO端类似，不再赘述，实现RF输入信号的高增益与完整性。在三极管射随器前增加的电容C1、C2起到滤除电源和地的干扰功能，使输出的波形更稳定，更平滑。

主混频器结构:共集共射结构组成的双三极管对Q0～Q5，作为主体结构，能够避免米勒电容的影响，从而使得输入输出端得到良好的隔离，保证系统稳定。

输出负载网络:由R1、R2和C7、C8组成，其中电阻作用是作为负载，增加增益，电容作用是滤波;

最后信号在VOUT端输出。

在这种结构的高频电路中，由于电感电容并联结构的匹配网络，被电容C3，与三极管射极跟随器结构组成的匹配网络所取代，这样在同样匹配的情况下，电路整体性能保持不变，但电路的版图却大大减小。由于集成电路的电感往往都较大，而电容与晶体管则相对要小得多了。

由Q7、Q8组成的射极跟随器，需要额外分别引入偏置电压，使得Q7、Q8工作在线性放大区，偏置的引入在管子的基极。Q7、Q8引入电路作为匹配主要替代了传统的电感、电容组成的匹配网络结构。因为传统结构中，电感在版图中往往比较大，占用太多面积，而且有一定的隔离，是造成面积大的主要原因。而用三极管作为匹配，不仅电路可以不再使用电感，减小这一部分的面积，并且由于没有太严格的隔离间距，可以做到更好的集成，进一步使电路面积减小。

电路的输入匹配网络如图4所示。

此输入匹配可以由下列公式得出:

其中gm为三极管本征电压增益，β为三极管本征电流增益，Rb为三极管基极寄生电阻。

从公式中可以看到匹配的结果只与三极管本身的特性有关，这样就避免了电容与电感，匹配效果随频率，电压，电流等外界参数变化所引起的匹配带宽较窄等不想要的效应。

图4 新匹配结构的LNA小信号图

新的电路结构(如图3所示)，在原有(如图1所示)设计基础上改变了传统使用电感作为匹配主体的局限，增加额外的三极管组成射极跟随器，使之参与匹配，代替电感。灵活的匹配设计方案能使设计者更加容易实现电路的匹配设计和其他性能的提升。

由于使用电感电容的匹配网络(图1)，其匹配的效果是窄带的，随着制造工艺、寄生、版图、模型等引入的误差与非线性，极易造成混频器非线性参数的下降，其中最重要的混频器线性度参数是IIP3，而由于使用射极跟随器做匹配网络，则根据匹配公式可知，匹配的效果会比图1电路更佳。因为同样是三极管，其性能特性受频率，工艺、版图等影响是相同的，故可以达到较宽的匹配效果，实际仿真验证了这一结论。使得混频器非线性参数如IIP3，可以得到提高。

3 结果与分析

为解决电感面积较大的问题，在RF和LO端进行改进，通过使用两个三极管组成的射随器代替电感，可以达到减小面积的作用，同样能达到很好的匹配效果，并实现更好的线性度。

图5为所设计的MIXER电路版图。由图5可以看到版图内没有电感元件，因为一个2nH的电感面积就占了上述整体版图的1/4还多，故而这一电路版图能够有较大的减小。

上述方案使用华虹－NEC的HBT 0.18μm工艺，工作频率为2.4GHz，其结果经过后仿真验证得出。新型电路结构的版图面积为710μm×710μm，而传统结构的面积为1200μm×1000μm。面积不到原来的三分之一，直接经济效益十分明显。

传统结构的MIXER与新设计的MIXER的IIP3后仿真结果由图6给出。

图5 新设计的MIXER电路版图

图6 新电路结构与传统结构的IIP3结果

可以看到两者的结果，都符合设计需求IIP大于－5dBm，达到系统要求。但新电路结构的IIP3比前者要大得多。说明本工作得出的结果，非常具有实用价值。

从上述阐述，可以得出以下有益结果:

提供的针对窄带HBT MIXER的混频器设计方案可以让设计者通过改变匹配电路并进行参数调整，实现更好的匹配效果，实现良好的线性度，并且可以取代使用的电感，从而使设计者能在较低的成本条件下，设计出满足各个性能指标的窄带HBT MIXER电路。

4 结束语

工作采用了0.18μm的BiCMOS工艺，实现了一个2.4GHz的带射极跟随器的有源双平衡混频器，通过调整输入匹配结构，实现高线性度的性能，同时使得版图面积大大减小，只有原来的三分之一。新设计的电路达到仿真线性度1.2dB。可以与其他文献电路相比拟。

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