锂电池化成双向AC/DC变换器研究

张耀，陈息坤，杨胜

(上海大学机电工程及自动化学院，上海200072)

锂电池化成双向AC/DC变换器研究

张耀，陈息坤，杨胜

(上海大学机电工程及自动化学院，上海200072)

传统的锂电池化成控制系统造成大量的能源浪费并对电网污染严重。针对此问题，提出了一种能量受控的双向AC/DC变换器，该变换器采用改进的电压型PWM整流器与半桥型双向DC/ DC相结合的拓扑结构，以新一代飞思卡尔单片机MPC5604B为核心控制芯片，并运用电压电流双闭环的控制算法，实现能量的双向流动以及锂电池的恒压、恒流充放电功能。通过实验证明该变换器基本可以实现充电时网侧功率因数为1和放电时功率因数为－1。

锂电池;整流器;恒压恒流

1 引言

自20世纪90年代锂电池开发成功以后，近十几年来得到了飞速发展。由于传统的铅酸、镍镉、氢镍等电池存在污染大、寿命短、质量重等缺点，所以锂电池取代传统电池在交通、信息、能源等领域的地位已成为必然趋势。目前锂离子电池已经在移动电子设备中得到了广泛的应用，尤其是手机和笔记本电池领域，占据了90%以上的市场份额。锂电池在生产过程中必须要经过电池化成工序，即在电池生产过程中需要对电池进行多次充放电才能完成整个电池的生产。目前由于技术和成本因素，国内的电池化成绝大部分还在沿用小容量电池的设备，充电设备效率和网侧功率因数较低，放电时采用将电池能量通过电阻放电的方式消耗，造成极大的能源浪费。所以必须在大容量锂离子电池大规模应用的前期对高效率的电池化成设备进行研究，为大容量锂离子电池大规模应用提供必需的生产设备，这样既为生产厂家节电节能，也符合国家节能减排的要求。

由于大容量的锂电池化成设备既要满足充放电时交流侧的高功率因数［1］，又要满足大电流输出的稳定性，所以采用双向PWM和同步整流DC/DC相结合的拓扑［2，3］。文献［4］对同步整流下的对称半桥倍流变换器进行了建模和分析，双电感倍流虽然可以提高电流输出能力，但存在电感均流问题。文献［5］对单电感同步整流双向DC/DC变换器进行了仿真和实验分析，但未结合交流侧功率因数，有一定局限性。

针对上述问题，本文提出了一种基于能量受控的双向AC/DC变换器，它采用改进的PWM整流器和半桥双向DC/DC相结合的拓扑结构，运用电压电流双闭环的控制算法，实现能量的高效双向流动以及锂电池的恒压、恒流充放电等功能。

2 主电路拓扑及功能

本文提出的化成设备主电路拓扑如图1所示，主电路采用改进的双向电压型PWM整流器和半桥双向DC/DC相结合，图中开关管Q1～Q4、二极管D1～D4、电感L1以及电容C1组成新型的双向PWM整流器，其中电感L1是实现PWM整流的关键，直流侧电容C1用来保证直流母线电压的稳定。半桥同步整流双向DC/DC由开关管Q5～Q8、二极管D5～D8、以及分压电容C2、C3和变压器T1构成。输出电感L2和电容C4用来保证输出电流和电压的稳定。

改进的单相PWM整流器采用电压电流双闭环控制算法，半桥同步整流则按照恒压充电、恒流充电和恒流放电三种模式进行控制。当单相PWM整流器工作在整流状态时，整流器将220V的交流电升到400V直流电压，再通过半桥同步整流电路，就可以得到锂电池充电所需的电压和电流。放电时通过半桥同步整流电路构成的Boost电路将锂电池放电电压升到400V，再通过工作在逆变状态下的PWM整流器，将能量回馈电网，从而实现单位功率因数以及能量的双向流动。

图1 主电路拓扑Fig.1 Main circuit topology

2.1 改进的PWM整流器及其双闭环控制算法

由于传统的PWM整流器在运行过程中，每个工作状态都同时有两个功率开关管导通，从工程实现角度来说控制上相对比较复杂，因而提出一种双管H桥PWM整流和全桥PWM逆变相结合的拓扑，能够简化系统的工作方式，并且减小控制的复杂性，拓扑结构如图2所示。

图2改进的PWM整流器拓扑Fig.2 Improved PWM rectifier topology

图2中Us为电网电压，Ud为直流母线电压，UL为电感电压，Uab为整流器交流侧电压，iL为网侧电流，Q1～Q4为N沟道MOS，D1～D4为快恢复整流二极管，在忽略电网电阻的情况下，PWM整流器的基本矢量关系式为:

由于该PWM整流器工作在整流状态时只能采用单极性调制，所以存在三种开关模式，用三值逻辑开关函数σ表描述［6］，即

整流时工作状态如图3所示，以网侧电压处于正半周时为例，定义开关管Q2的占空比为D1，由于网侧电压处于正半周，所以Uab在Ud和0之间切换，根据电感伏秒平衡的原则，在Q2导通期间内，电感电流的增量为:

图3 整流时工作状态Fig.3 Rectification work status

在VD1、VD4导通的期间内，电感电流减量为

所以一个PWM周期内，总电流增量为

同理可得，当网侧电压处于负半周时电感电流增量为

其中，D2为开关管Q4的导通占空比。由此可得，通过相对应地控制占空比(D1或者D2)可使电感电流跟随电网电压变化，从而达到网侧功率因数为1的目的。

当PWM整流器工作在逆变状态时，该电路就是典型的全桥逆变电路，其控制方式与整流时控制方式类似，仅是开关管控制方式的互换，同样通过控制占空比达到电感电流和网侧电压变化相反的目的，从而使得逆变时网侧功率因数为－1。PWM整流器侧双闭环控制算法如图4所示。

图4 PWM整流器控制策略Fig.4 PWM rectifier control strategy

直流母线电压Udc作为外环，网侧交流电流iL作为内环，Udc与给定的参考电压Uref进行比较，二者的误差经PI调节器输出后，再乘以与电网电压同相位的单位正弦电压sinωt，得到一个正弦电流给定指令Iref，将它与检测到的电流信号iL进行比较，输出误差信号经PI调节器后送到PWM控制器，产生的信号经过驱动和放大后去控制开关管通断，最终实现网侧电流对电压的相位跟踪。

实现时由于网侧电压频率为50Hz，整流器开关频率为50kHz，所以建立单个电网周期为1000个点的正弦表，代替锁相环相位的计算，既能做到与电网同步，又能提高运算效率。PI调节器采用工程设计方法整定调节器参数。

2.2 半桥式DC/DC同步整流电路

半桥式DC/DC同步整流电路如图5所示，Q5、Q6是一对半桥互补导通管，C2、C3为均压电容，D5～D8为快恢复二极管，原边开关管、电容C2、C3和变压器T1构成半桥DC/DC电路，变压器副边中心抽头与同步整流管Q7和Q8、电感L2、电容C4构成同步整流电路。其工作原理如下。

充电状态时分四个工作状态［7，8］，如图6所示:

(1)首先导通Q5，通过电容C2、二极管D5和变压器原边形成回路，向副边传递能量，变压器副边开关管Q8导通，向负载传递能量。

(2)关断Q5，变压器副边电感L2通过开关管Q7和Q8续流，变压器没有能量传递，变压器原边通过电容C2、C3续流。

(3)导通Q6，通过二极管D6、电容C3和变压器原边形成回路，向副边传递能量，变压器副边开关管Q7导通，向负载传递能量。

(4)关断Q6，变压器副边电感L2通过开关管Q7和Q8续流，变压器没有能量传递，变压器原边通过电容C2、C3续流。

图5 半桥DC/DC拓扑Fig.5 Half-bridge DC/DC topology

图6 充电时工作状态Fig.6 Charging work status

由于系统在充电时是单电感同步整流，所以在变压器副边Q7和Q8导通时电流都从L2流过，定义工作状态(1)～(4)的时间分别为t1～t4，变压器副边电压为UT2，占空比D3=(t1+t3)/T，在单个PWM周期内，电感电流充电时段增量为

电感电流放电时段增量为

单个PWM周期内电感电流总变化量为

根据上述公式可以计算出占空比为

放电时半桥侧开关管Q5和Q6不控制，仅通过二极管D7和D8放电。放电状态同样分四个工作状态，如图7所示。

图7 放电时工作状态Fig.7 Discharging work status

(1)导通Q8，电池通过电感L2向半桥侧传递能量，半桥侧通过二极管D7对电容C2充电。

(2)Q7导通，这时开关管Q7和Q8导通，电池通过Q7和Q8给电感L2充电。变压器没有能量传递。

(3)关断Q8，开关管Q7和电感L2通过变压器向半桥侧传递能量，半桥侧通过二极管D8对电容C3充电。

(4)同样是导通Q8，电池通过Q7和Q8给电感L2充电。变压器没有能量传递。变压器原边开关管Q5和Q6不需要工作，只需通过D7和D8便可完成能量回馈。

放电状态时占空比计算与充电时类似，定义放电状态时工作状态(1)和(3)的占空比为D4，计算可得

充放电时控制策略如图8所示。恒压输出时，通过闭环保证输出电压稳定，并且对电流限幅，恒流输出时保证输出电流稳定，并且对电压进行限幅。电池放电时采用恒流放电，当电池电压低于限定值时，停止放电。其中输出电压设定为6V，电流设定为50A。

3 实验结果

实验采用飞思卡尔公司新一代单片机MPC5604B作为整个系统的控制单元，该单片机有多达50路的高分辨率PWM，可用于频率、占空比及相位控制，有多达64路的10位ADC，可由独立的通道触发，还有丰富的外设资源CAN、SCI、SPI等。整流器侧MOSFET选用飞兆半导体公司的FQPF10N60C，其额定电压为600V，额定电流为9.5A。交流侧电感计算值为2mH。原边半桥开关管同样选择飞兆半导体的PQPF10N60C，由于考虑到导通阻抗小的特点，同步整流管选用IR公司的IRF2804，其额定电流为75A，额定电压为40V，导通阻抗仅为2mΩ。采用AP法计算变压器铁芯，型号选取EI50，原副边匝数比为43∶2。

图8 同步整流侧控制策略Fig.8 Synchronous rectifier control strategy

对单体50Ah电池进行充放电模拟实际化成过程。图9为充电时整流器侧功率因数波形，可见相位基本一致，基本满足网侧功率因数为1的要求。图10为充电时双向DC/DC开关管驱动波形，由图10可见与普通的双电感倍流式驱动有所不同，在半桥侧开关管都关闭的时间内，因为是单电感续流，所以同步整流管不需要都导通，导通一个即可。

图9充电时网侧功率因数Fig.9 Network side power factor in charging state

图11为恒流输出电压电流波形。图12为放电时网侧的功率因数波形。

4 结论

本文提出了一种基于能量受控的双向AC/DC变换器拓扑，并结合相应的控制策略实验验证了拓扑的可行性，实验证明该拓扑可以很好地满足充放电时交流侧的高功率因数，并且可以实现锂电池化成设备所需的恒压、恒流充放电等功能，在今后的大容量锂电池化成设备的应用上有着广泛的前景。

图10 充电时同步整流侧开关管驱动波形Fig.10 Switch drive waveforms of synchronous rectification side in charging state

图11 恒流输出电压电流波形Fig.11 Constant current output voltage and currentwaveforms

图12 放电时网侧功率因数Fig.12 Network side power factor in discharging state

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Research of Lithium battery formation bidirectional AC/DC converter

ZHANG Yao，CHEN Xi-Kun，YANG Sheng
(Shool of Mechatronic Engineering and Automation，Shanghai University，Shanghai200072，China)

With the rapid development of power for the lithium battery formation，the problem of the formation control system of traditional lithium-ion batteries caused a lot of energy waste and pollution to power network is increasingly prominent，and the research of the efficient lithium battery formation equipment is becomingmore and more important.In light of this problem，this dissertation proposed a lithium battery formation bidirectional AC/DC converter.The converter uses an improved form of voltage type PWM rectifiers and half bridge bidirectional DC/DC topology combination，and uses the MPC5604B of the new generation of Freescalemicrocontroller as the core control chip and the voltage and current double closed-loop control algorithm to achieve the energy efficient two-way flow of lithium battery and the function of constant voltage，constant current charge and discharge.The experiments prove that the converter can achieve the basic purpose of the charge grid-side power factor to be 1 and the discharge gridside power factor to be-1.

lithium-ion battery;rectifier;constant voltage constant current

TM92

A

1003-3076(2014)08-0032-06

2013-04-09

国家高技术发展计划“863”资助项目(2011AA11A247)

张耀(1985-)，男，安徽籍，硕士研究生，主要研究方向为电力电子变化和控制技术及其应用;陈息坤(1962-)，男，河南籍，副教授，主要研究方向为电力电子变化和控制技术及其应用(通信作者)。