中点活箝位三相五级逆变器研究

陈贤明

（国网电力科学研究院，江苏 南京 210003）

1 前言

多级逆变器在中、大功率的电气装置中应用日益广泛，用于各种需要变频的装置中，如风机、水泵、卷扬、轧机和抽水蓄能电站等，为节能减排起着很大的作用，因此得到较大的发展。其中二极管中点箝位多级逆变器占有较大份额，近年来在风力、太阳能光伏发电中也要用较大功率逆变器，为使运行过程中得到接近正弦波形输出，省掉滤波器，通常使用脉宽调制PWM来控制，然而对中点箝位（Neutral Point Clamped,NPC）三相三级逆变器电路拓扑研究，用了PWM控制后，会导致逆变器内元件损耗、发热不均匀，从而使逆变器无法得到充分利用，因而中点活箝位（Active Neutral Point Clamped,ANPC）的多级逆变器［1－3］被提出，保证了逆变器内各元件损耗、发热均匀。文献［4］对中点活箝位三相三级逆变器进行了研究和仿真，得出了预期的结果。由于近期对如光伏、风能发电的逆变器输出电压的国际标准更趋严格，因此大力研究多于三级的ANPC逆变器，本文在文献［4］的基础上，对五级（5 Level）的5L-ANPC的逆变器进行研究，并对它作了Matlab/Simulink仿真，为实际的开发提供了基础。

2 NPC三相三级逆变器作PWM控制时的问题

如图1所示为用于并网的二极管中点箝位三相三级逆变器的电路图，它每相由4只电力电子开关元件（以下简称T管），二极管D组件和2只箝位二极管组成。

图1 并网的二极管中点箝位三相三级逆变器

图1中还画出逆变器输出电流的正方向。

当T1、T2导通a相输出+电平，T2、T3导通输出0电平，T3、T4导通输出－电平。 图2（a）、（b）所示分别为T1用脉宽调制PWM控制,T2恒导通，输出Va为+电平时，电流ia为正向、负向时的路径。当PWM断开，T1关断，Va为0电平时，电流ia的续流路径如点线所示。当ia为正:0→D5→T2→a,当ia为负:a→T3→D6→0，注意T3必须在T1关断，经死区延时后开通，即T2、T3导通保证0电平下，ia双向导通。

应该指出,中点箝位三级逆变器内圈的6只T管无法作PWM控制，比如T2作PWM控制时，T2断开瞬间正向流动的ia无通路。所以实际上只能用外围的6只T管即T1、T4、T5、T8、T9、T12作PWM控制。由于它们的开关损耗大，发热比内圈的6只T管大许多。为解决这个问题，ANPC多级逆变器，即在箝位二极管上反并联T管的方案被提出。

图2 +电平输出ia为正向和负向路径

3 ANPC原理说明

逆变器某相输出电压变到零电平或从零电平变出都会引起有关的T管的开关损耗。图3所示为ANPC三级逆变器一个相电路，这里箝位二极管D5、D6各 反 并 联了T5、T6的T管。通常 T1、T6 同 步 导通，T4、T5同步导通。当T1、T2导通，而T3、T4关断时输出Va为高电平，而T6导通保证了T3、T4的均压，因此可省去它们的均压电阻以及带来的损耗。以下仍假定电流ia是感性的，不能瞬间变化，可以看出有了T5和T6后，在“0”电平下，感性负荷电流续流路径除了0→D5→T2→a和a→T3→D6→ 0外，还有0→T6→D3→a和a→D2→T5→0。可以看出有了T5、T6后保证了内圈T管T2和T3作PWM控制，当PWM控制为“0”不导通时，Ua为“0”电平，为感性负荷电流ia续流提供了通路，这就使内圈T管作PWM控制成为可能。

图3 ANPC三级逆变器a相

表1所示为一个相的3L-ANPC电路工作的6种状态，除了输出Va为+、－状态外，零电位输出有4种状态，上臂有两种0上1、0上2, 下臂有两种0下1、0下2。应该指出这里0电平已不再是NPC情况下T2、T3同时导通,而是互补导通的。在ANPC电路产生0电平的上下途径各有2种选择，有可能使逆变器中的T管开关损耗均匀化，有利于充分发挥T管的能力。

表1 单相ANPC的工作状态

4 中点活箝位的5级(5L-ANPC)逆变器

为了满足逆变器输出完美的正弦电流，会用到5L-ANPC逆变器,图4所示为它的一个相电路，它在3L-ANPC的一相，附加一个充电到Vd/2的电容器C和两个T管组件，它能生成5电平Vd、Vd/2、0、-Vd/2和-Vd。

图4 5L-ANPC逆变器的一相

表2所示为5L-ANPC一相电路的工作状态，第1行表示8个电力电子组件，out代表图4的a点输出电平。项目C中i>0和i<0代表当i为正(从a点输出)和为负时，电容器C的充放电情况，0代表不充也不放，+代表充电，－代表放电。1至8号元件下,■代表T或D管导通,可以看出总共有16个工作状态。只有输出为+Vd/2和－Vd/2时，电容器C才有充电和放电情况，逆变器正常工作，应适当选择工作状态，以保证电容器C的电压基本稳定，另外要保证元件开关损耗均匀分布。

表2 5L-ANPC一相电路的工作状态

图5为产生5电平方波的T管驱动。当i>0时，选用导通T管以保证电容器C上电压稳定。正半波左侧时令T3、T5、D2管开通产生Vd/2，C充电，接着T1、T3、T5开通产生Vd，C不充不放，当T7、T1、D2开通产生Vd/2，C放电。同样负半波－Vd/2时先充后放电，－Vd时不充不放。一周波内在Vd/2电平下，分别有两次充放电，有利于C的电压稳定。

为了得到正弦波输出电压，要用PWM控制，上述T管导通是PWM在通态”1”下，在正半波断态”0”下导通的T管依次为T1T3D6、T1T3D6和T7D4D2。图5上画出了各个电平下应导通的T管，D管是自动导通，未标出。据此可画出电流正半波下，T1、T3、T5、T7的驱动信号，T3、T7是恒导通互补信号，T5为PWM信号，T1左、右两侧为PWM信号,中部为恒导通。电流负半波情况类似。图5下部表示出了T管驱动信号的情况。

图5 产生五电平方波的T管驱动

5 5L—ANPC三相五级逆变器的仿真

图6所示为5L-ANPC中点活箝位三相五级逆变器的Matlab/Simulink［6－8］仿真结构图，模块ANPC—5LI代表逆变器。

图6 5L-ANPC中点活箝位三相五级逆变器变器的Matlab/Simulink仿真结构图

图7所示为模块ANPC—5LI的展开图，其a相的展开和图4相同。图8为产生图5下方a相的T1至T8驱动信号Drv a的驱动电路，Drv b,Drv c相同。其中，Usa为幅值为1的a相同步电压，ga为由单周控制OCCa产生的PWM信号，注意这里选用Usa幅值的一半作为Vd/2和Vd的分界。

三相用的三个单周控制［5］模块OCCa、OCCb、OCCc完全相同，图9所示为OCCa的展开图。它的输入:被控信号是逆变器a相输出电流ia，同步信号来自正弦波发生器sinewave，（三相的相位互差2π/3）参考信号Refa采用的是同步信号和Ref的乘积，受Ref控制。比较器compa比较ia的积分Vint和和参考值Refa，当Vint大于Refa，其输出翻转，通过RS触发器输出关断信号，要使OCC中比较器正确比较，交流的ia和Refa均需用绝对值，图9中的开关Switch用于积分器1/S清零用。注意这里逆变器输出电流ia，要跟随其参考信号Refa,亦即a相正弦波发生器。

图6中逆变器的输出经三相电抗器L接至三相负荷电阻。此外还有逆变器直流侧电源E1、E2，一些用于电压、电流测量的单元，电流有效值显示以及若干用于显示仿真结果的示波器Scope等。5LANPC中点活箝位三相五级逆变器仿真电路元件参数如下：直流电源E1、E2=300V，五级逆变器电容器 C充电150V，1000μF，二极管D管压降0.8V，全控型开关T管IGBT,管压降1V，通态电阻Ron=0.001Ω，吸收电路电阻Rs=100kΩ，电感La=Lb=Lc=L=5mH，负荷电阻Ra=Rb=Rc=5Ω，单周控制用的时钟频率clk=2k Hz，仿真用参考值Ref=(1—7)*10-4安·秒。

图7 模块ANPC-5LI的展开

图8 逆变器a相T1—T8驱动信号生成电路Drv a

图9 OCCa模块的展开

图10 参考值Ref变化时逆变器a相电流ia的变化

图10所示为静态仿真时，当OCC模块输入参考值Ref变化时，逆变器输出a相电流ia的有效值变化，可以看出两者接近成正比关系。

图11 5L-ANPC中点活箝位三相五级逆变器Matlab/Simulink仿真结果

图11所示为5L-ANPC中点活箝位三相五级逆变器在Ref=0.00025安·秒下的仿真结果。图11（a）为a相负荷电流ia和负荷电压Ua，显然它们均为较好的正弦波；（b）为三相负荷电流ia、ib、ic；（c）为逆变器a相输出电感La上的电压波形，它保证了逆变器输出五级电压波形到负荷上正弦波形的过渡；（d）为单周控制OCCa单元的输入信号的积分Vint和参考信号Refa的比较情况，波形非常理想；（e）为逆变器a相输出端对直流侧中点间的电压，它是一个五级脉冲电压波形；（f）为逆变器直流侧电源E1输出电流id的波形；（g）为T1、T3、T5、T7管的控驱动信号波形，和图5中电流正半波下的驱动要求相同；（h）为三相的五级逆变器的a、b、c电容器 C（见图4）上充放电情况，它们的初始电压为逆变器直流侧电源电压E1=E2的一半，即150V，可以看出在逆变器运行过程中有充电、放电以及保持恒定过程。

这里可看出在三周波内电压约有2V下降。为了使其在允许范围内，电容器容量选择很重要，并要计及负荷电流的大小。

6 结论

本文对5L-ANPC的中点箝位三相五级逆变器工作原理及其控制方法进行了初步探讨，并进行实例仿真，结果基本满意，其输出电流波形正弦，五级逆变器中的各相电容器电压基本稳定。

从图5看出，现有控制方法各相的T1、T5、T2、T8作PWM控制，开关损耗大，发热高，而其它T管恒导通损耗小，导致T管发热不均匀。

应该指出图5的T管驱动脉冲的生成，实际隐含着功率因数为1，即负荷侧电压、电流同相情况。实际在电流滞后或越前于电压，T管控制更为复杂，对维持五级逆变器中电容器C的电压恒定也更困难。另外图5中Vd和Vd/2的时间分界点，选在正弦同步电压1/2幅值处，是否是最优等尚待进一步探讨。

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