大容量储能系统三电平双向DC／DC变换器的研制与仿真

2014-04-12杨晓辉于庆广

电力与能源 2014年3期

杨晓辉，程红，于庆广

（1.中国矿业大学（北京）机电学院，北京100083；2.清华大学电机系，北京100084）

0 引言

随着智能电网技术的发展，兆瓦级以上大容量储能技术受到越来越多的关注［1－2］。能量传输系统（PCS）是储能介质与电网的接口，能量通过PCS实现在储能介质和电网之间的双向流动。大容量储能系统的PCS有两种常见的结构［3］。一种是由双向脉冲宽度调制（PWM）整流逆变器构成的仅含DC／AC环节的PCS。该拓扑结构简单、能耗较低，但是储能介质的端电压限制了交流侧电压水平，无法实现储能系统容量的灵活配置。若电网侧发生短路故障会在PCS直流母线上产生短时大电流，会对储能系统产生冲击。另一种是包含DC／DC和DC／AC环节的PCS。该拓扑结构的DC／DC环节可以控制直流电压的升降，实现储能介质端电压与DC／AC环节直流母线电压匹配。储能系统容量的不断增大，母线电压也越来越高，这就对PCS中直接与储能介质相连的DC／DC环节提出了更高的要求。

本文提出了一种适用于大容量储能系统的隔离型双向DC／DC变换器。其以半桥三电平结构为基础，并与后级双向DC／AC变换器一同构成高频链式PCS。本文对该变换器的主电路拓扑结构、工作原理和器件电压应力等进行分析，详细阐述了该变换器在单移相调制策略下的工作特性。

1 主电路的拓扑结构和工作原理

高频隔离双半桥三电平双向DC／DC变换器由两个半桥三电平结构单元对称的连接于高频变压器一、二次侧构成，含有两个功率变换级。其中，一次侧单元与大容量的储能介质相连，二次侧单元与DC／AC环节直流母线侧相连。其主电路拓扑结构如图1所示。

图1 高频隔离双半桥三电平双向DC／DC变换器的主电路拓扑结构

变压器一次侧的结构单元由带有反并联二极管和电容的开关管S1、S2、S3、S4，续流二极管D1、D2，分压电容C1、C2和飞跨电容C3组成。其中，分压电容C1、C2为大容量等值电容，其电压为输入电压的一半。飞跨电容C3起到平衡C1、C2上电压，同时解耦开关管S1、S4和S2、S3开关过程的作用。D1、D2起到均衡开关管所受电压应力的作用，电感L起到能量传输和存储的作用。根据功率流传输方向的不同，该变换器工作状态分为两种：当功率由储能介质流向电网侧，即U1→U2时，称为正向功率流状态；反之称为反向功率流状态。

将电路中的U2侧折合到U1侧，变压器取T型等效电路，忽略励磁回路影响，可以得到移相控制的隔离双向DC／DC变换器的等效电路如图2所示。

图2中，L′为变压器等效漏感与串联电感的等效电感。通过控制开关管S1～S8的开关信号可在等效电感L′两侧得到占空比为50%的方波电压UAB、UCD。两幅值分别为U1／2和U2／2。通过控制UAB、UCD的相角就可以达到控制功率大小和流向的目的。

图2 隔离双向DC／DC变换器等效电路

开关管的总器件应力（TDR）是决定电路拓扑适用于何种电压等级的重要指标。在输出功率Po＝UI的情况下，就以常见的H桥拓扑与半桥三电平拓扑相比较，如图3所示。

图3 全桥拓扑与半桥三电平拓扑的对比

在H桥拓扑中每个开关管所承受的电压应力等于输入电压，电流应力等于负载电流I，其TDR＝4UI／Po＝4。半桥三电平拓扑采用大电压、小电流传输方式，每个开关管承受的电压应力为输入电压2U的一半（输入电压为2U时，输出功率达到Po），电流应力为的负载电流I，其TDR＝4UI／Po＝4。

由此可知，在输入电压U相同时，开关管承受的电压应力，半桥三电平拓扑比H桥拓扑小一半。当传输功率Po相同时，半桥三电平拓扑采用大电压、小电流方式传输方式，两者电压应力相等。因此，半桥三电平拓扑适用于大容量储能系统高电压大功率输入输出场合。

2 单移相调制下的工作特性

2.1 单移相调制下的工作波形

在单移相调制策略下，变换器的每个半桥三电平桥臂中，所有开关管的驱动脉冲的占空比均为50%，且上半桥臂的两个开关管和下半桥臂的两个开关管的驱动脉冲互补。由于变压器两侧半桥开关管的驱动脉冲存在移相，由此得到的两侧桥臂的输出电压也存在移相。变换器达到稳定正向功率流状态和反向功率流状态时的工作波形如图4所示。

图4 变换器工作于正反相功率流模式时的理想波形

2.2 功率特性分析

φ为变压器一二次侧桥臂输出电压UAB与UCD之间的移相角，电感电流iL为一个关于ωt的函数，ω为开关角频率。在一个开关周期内将iL的波形分为4段，分别如下：

在一个开关周期内，iL（2π）＝iL（0），可得：

当α＝π时，根据正负半周的对称性可知I（0）＝－I（π），可得：

据以上可知，系统传递的功率为：

由式（5）可知，当0＜φ≤π时，P＞0，功率流正向传输；当－π＜φ≤0时，P＜0，功率反向传输；当φ＝π／2时，变换器传输的正向功率流达到最大值Pmax；当φ＝－π／2时，变换器传输的反向功率流达到负的最大值Pmin。

2.3 软开关条件

由于开关管工作在高频状态下会产生极大的开关损耗，所以开关管必须工作在软开关条件下。变换器采用零电压（ZVS）导通关断，以正向功率流状态为例，需满足以下条件：电感电流iL在开关管S1导通时为负，在开关管S5导通时为正，即在0°和φ之间，电感电流iL过零［4］。其他开关管开关情况类似。由此可知变压器一次侧半桥三电平桥臂实现软开关的条件为：

变压器二次侧半桥三电平桥臂实现软开关的条件为：

若让变换器的所有开关管都能工作在软开关条件下，φ需同时满足式（6）和式（7）。由以上可知：当nUCD／UAB＝1时，变换器一二次侧的开关管在全载范围内能实现ZVS；当nUCD／UAB＜1时，正向功率流状态下变压器二次侧实现ZVS的范围减小，并随着其值的增大，实现ZVS的范围越来越小；当nUCD／UAB＞1时，正向功率流状态下变压器一次侧实现ZVS的范围减小，并随着其值的增大，实现ZVS的范围越来越小。反向传输模式与之相反。

3 控制系统设计

闭环控制系统是变换器设计的核心部分。采用电流型控制模式［5］实现双闭环控制，控制量d（s）与输出电压、电流的闭环传递函数如图5所示。图5中，Gur（s）为电压环控制器；Gir（s）为电流环控制器；e－Ts为由系统采样、计算等引起的延迟；Gud（s）为输出电压对移相角的传递函数。

为方便地对系统进行状态反馈校正，电压环和电流环的控制器Gur（s）和Gir（s）均采用数字PI调节器来实现。当负载电压反馈值Uf小于电压环给定值Ur时，即Uf＜Ur时，内环电流环的给定值Ir＞0，在内环电流环控制下电感电流If跟随电流给定，此时储能介质发出功率，变换器处于正向功率流状态。反之，当Uf＞Ur时，有Ir＜0，If＜0，此时储能介质吸收能量，变换器工作在反向功率流状态。

图5 闭环控制系统框图

4 仿真研究

设定双半桥三电平双向DC／DC变换器主要器件参数为U1＝1000 V，U2＝800 V，L＝45μF，f＝100 k Hz。在MATLAB simulink环境下进行仿真，变换器一二侧桥臂输出的电压UAB、UCD，电感电流IL，电感电压UL以及输出电压U2如图6所示。

图6 变换器在单移相调制策略下的仿真图

由图6中可看出，当输入电压U1＝1000 V时，一二侧桥臂输出的方波电压UAB、UCD幅值均为500 V；开关管承受的最大电压Umax＝500 V，为输入电压U1的一半。因为电感值较大，电感电流IL波形接近正弦波，电感电压UL有三个电平。输出电压U2在0.04 s达到稳定状态，并严格控制在800 V。