一种双向射频功率放大器设计

2014-03-27何苏勤

实验技术与管理 2014年10期

何苏勤，熊俊，王颖

(北京化工大学信息科学与技术学院，北京 100029)

随着无线通信技术的迅猛发展，各种各样的无线通信设备得到广泛应用，例如手机、雷达、GPS等。无线通信应用中的一项重要指标是覆盖范围，当通信双方的距离超出覆盖半径时，无线通信的可靠性将无法得到保障。为此，一般可通过间接引入更多蜂窝和微蜂窝等中继网络设备，或者直接提高设备(包括基站、UE)发射功率来扩大通信覆盖距离[1]。前者价格昂贵、复杂度高，适合组网通信；后者实现成本和难度相对较小，且使用灵活方便，适用于可携带或者车载等移动通信业务[2-3]。本文提出一种双向射频功率放大电路的设计方法，可以弥补集成射频芯片前端发射功率较小和接收信号灵敏度较低等缺陷，有效提高发射信号的功率和接收信号的质量，并能够进行TDD系统收发自动切换。

1 双向射频功率放大器概述

双向射频功率放大器整体框图如图1所示。主要由发射电路、接收电路和收发切换电路组成，其中收发切换电路包括定向耦合器、功率检测、电平转换和2路单刀双掷开关。射频前端输入的信号经定向耦合器送往发射电路，经过小信号放大器、驱动放大器和末级功放电路，最终通过天线转换成电磁波信号发射出去。接收电路的功能主要是将天线接收到的微弱电磁波信号转换成电信号[4]，并经过低噪声系数(NF，noise figure)放大器，放大输出后经定向耦合器到射频前端进行数字解调。收发切换电路主要将射频前端发射时的耦合功率经过功率检测电路之后输出线性直流电压[5]，然后通过电平转换电路转成控制电平1和控制电平2，分别控制2路单刀双掷开关(SPDT)通与断，以实现收发切换。

图1 双向功率放大器结构框图

2 硬件电路设计

硬件电路设计方法：首先根据双向射频放大器的性能和功能要求选择合适的芯片；然后利用安捷伦ADS2009软件中的S参数模型分析得出芯片的最佳源阻抗和最佳负载阻抗，并借助Smith圆图设计源端和负载端的阻抗匹配电路[6]；最后，加上偏置电路及匹配电路对整个电路仿真优化，以实现预定的技术指标。

阻抗匹配的核心目标是减小有害反射以增加功率流容量，对于放大器设计而言，主要包括输入匹配网络(IMN)和输出匹配网络(OMN)。图2是一个常规的输入匹配和输出匹配的单级放大器结构。在利用Smith圆图设计匹配电路时，有多种匹配结构可选，选择依据为复杂度、带宽、频率响应和易于实现性等多种因素[7]。本文正是基于图2所示的基本结构对每级放大电路进行分析并仿真。

图2 单级放大器结构

2.1 发射电路

要求射频前端输入信号频率为450～470MHz，功率0dBm，最终发射输出功率为5W(37dBm)。考虑到实际微带电路的损耗和天线处SMA接口的损耗约1dB，因此在保证输出功率37dBm情况下，发射电路的增益必须大于38dB。

小信号放大器和驱动放大器作为前级放大模块，必须保证信号处于线性范围，即放大之后信号输出不能超过芯片输出1dB压缩点[8]。末级功放作为发射链路末端，其核心任务是放大前级输出信号并稳定输出37dBm的信号。因此基于放大器的不同功能和任务，本文选择Mini Circuit公司的ERA-5SM+、Triquint公司的AH102以及Renesas公司的RQA0009三款芯片级联的方案来满足发射链路的指标要求。

小信号放大电路的核心是一款单片微波集成芯片ERA-5SM+，它支持频带0～4GHz，增益约20dB，出厂内匹配为50Ω，因此源端口和负载端口加隔直电容后，可直接经过特性阻抗为50Ω的微带传输线传输射频信号。

驱动放大电路的核心采用一款功率增益芯片AH102，其P1 dB为27dBm，增益约13dB，工作在460MHz时，其输入阻抗为(42.21～j17.7)Ω。该芯片的外围配置电路需借助Smith圆图进行源端阻抗匹配，利用高Q值电感和电容搭建匹配网络，将阻抗匹配到50Ω。

末级功放选用一款N沟道的MOSFET功放芯片RQA0009，在漏极静态电压/电流为7V/200mA时，最大输出功率可达38dBm。与AH102类似，为防止因阻抗不匹配造成信号反射、驻波过大导致芯片自激烧毁芯片，RQA0009需要外部匹配电路才能完成最大功率传输。

下面以RQA0009芯片为例，介绍利用ADS2009软件来完成输入和输出匹配电路的匹配过程：首先根据放大器的静态点确定其工作状态，然后利用ADS2009中的放大器设计模板得到最佳源阻抗Zs和最佳负载阻抗ZL，最后利用Smith圆图分别完成源端阻抗匹配和负载端阻抗匹配[9]。图3和图4分别展示了源端和负载端的阻抗匹配过程。

图3 源端阻抗匹配过程(电感+电容)

从图3可以看到，源端采用高Q值的电感加电容匹配结构，而图4中的负载端采用微带传输线加电容的结构[10]，这是因为RQA0009是末级放大芯片，其输出匹配电路的损耗要小，由于电感存在串联分布电阻，要吸收部分射频信号，因此在末级功放的输出级匹配中采用微带结构，其高频损耗小，更适合大功率传输。结合输入匹配和输出匹配电路，以RQA0009芯片为核心的末级功放电路如图5所示。

图4 负载端阻抗匹配过程(微带+电容)

图5 末级功放电路图

2.2 接收电路

由于在远距离传输路径上的损耗和多径效应，导致产生各种信道衰落，在接收天线处，信号能量很微弱且一直变化，并伴随着各种噪声干扰，信噪比下降。接收电路最重要的指标是接收灵敏度[11]，其定义公式如下：

因此在带宽固定情况下，接收链路的核心任务是在满足射频前端所需最小解调门限情况下，尽可能降低链路的噪声系数，从而提高系统接收灵敏度。

接收电路的低噪声放大器选择RFMD公司的微波单片集成芯片SPF5043Z，其在460MHz处增益约20dB，其超低的噪声系数和高线性特性符合高动态接收机的设计要求。由于其源端口和负载端口阻抗已内匹配，因此与上文中的小信号放大器设计类似，无需外部匹配，可直接经特性阻抗为50Ω的微带传输线传输射频信号。

2.3 收发切换电路

系统处于发射状态时，射频前端的输出信号经过定向耦合器耦合出很微弱的射频信号，经高动态范围的射频功率检测电路检波输出0.5～1.8V线性直流电压[13]，然后利用三极管(PMBT2222)和场效应管(AO3414)的开关特性，把线性直流驱动成5V逻辑高低电平，用来控制单刀双掷开关SPDT导通与闭合。

SPDT选择Hittite公司的HMC546MS8G，能够支持最大10W的发射功率，其低杂散、低延时以及高线性，适用于各种TDD系统。当芯片HMC546MS8G的控制管脚Vctl为高电平输入时，RFC与TX管脚连通；反之，当Vctl为低电平输入时，RFC与RX连通。

收发转换电路如图6所示：当系统处于接收状态时，无耦合信号，检波输出电压为0，此时BJT处于截止状态，MOSFET-P的栅极电压是高电平(5V)，MOS处于截止状态，此时逻辑输出为低电平(0V)；反之，当射频前端输出信号时，耦合器耦合出微弱信号，检波输出直流电压，BJT导通，MOSFET-P的栅极电压是低电平(0V)，PMOS导通，此时输出逻辑为高电平(5V)，该输出电平作为HMC546MS8G芯片Vctl引脚的输入电平，控制收发的切换。

3 测试结果及分析

根据上述的分析，完成了双向功率放大器的原理图、印刷电路板的设计和制板焊接工作，然后对其各项性能指标进行测试。主要调试仪器：网络分析仪E5071C、频谱分析仪2399B、射频信号源2023A和直流稳压电源等。

图7主要测试功率放大器电路的静态工作点、增益(S21)、输出功率，杂散等。

图7 功放测试电路(1)

图8主要测试功率放大器电路在小信号驱动下的S11(输入回波损耗)、S22(输出回波损耗)和S21(前向增益)等。

图8 功放测试电路(2)

按照信号流向，发射电路和接收电路逐级调试，测试时，通过隔直电容断开前后级电路，避免级间电路自激。

图9所示是前级放大电路(包括小信号放大器ERA-5SM+与驱动放大器AH102)的增益曲线，在460MHz处，小信号电路的前向增益测试结果是17dB，驱动电路的前向增益测试结果约13dB。

图9 前级放大电路前向增益曲线

图10所示是末级功放的整体电路的测试结果，其静态工作点为7V/200mA，在460MHz附近处，其前向增益S21约13dB左右。

图10 末级功放测试结果

综合图9和图10可知，发射电路总增益为17+13+13=43dB，满足预定增益指标。

图11所示是接收电路整体噪声系数曲线，在460MHz处，系统噪声系数约0.8，其超低的噪声系数可以大大提高接收系统灵敏度。

4 结束语

针对目前单集成射频芯片前端不能进行远距离传输的缺陷，本文设计了一款可自动切换方向的双向功率放大器，借助ADS2009软件，分别对发射电路、接收电路和收发切换电路等各个电路模块进行了仿真与分析，利用Smith圆图进行阻抗电路分析，经测试，该双向射频功率放大器满足预定的功能和性能要求，可以用于450～470MHz频段的各种TDD结构的移动射频前端。该电路的设计方法可以帮助学生学习和掌握微带传输线、Smith圆图、阻抗匹配和有源电路等设计和调试方法。