断续电流模态隔离型高压开关电路

章治国， 周林， 杨明， 郭珂

（重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044）

0 引言

高压直流电源在很多领域都获得了应用［1-5］，特别是在一些如电子对抗、雷达和激光导航等一些特殊场合，高性能、小体积高压电源往往成为系统设计的关键部件。这类高压电源常常需要较高的升压比、较小的封装尺寸、较宽的输入电压范围和较轻的质量以及有电气隔离等要求。传统高压电源通常需要大变比升压变压器，这种大变比升压变压器漏感大、寄生电容效应显著，从而使得这类变压器偏离理想变压器的工作特性，其漏感和寄生电容会导致开关电路产生较大电压、电流尖峰，增大电路损耗，降低变换效率和可靠性。因此，高升压电路的变压器设计一直高压电源设计难点所在［6］。

现有产生高压电源方法中，倍压整流电路是一种经典解决方案，它由Coccroft和Walton在1919年提出，其输入源为正弦交流电，通过二极管整流和电容滤波，输出为直流电压，幅值为输入正弦交流电压峰值的偶数倍;当然，这种电路亦可用于隔离型DC/DC变换器中来获得更高电压，以降低高压变压器电压应力等。但是这类电路在负载电流从空载到满载变化时，输出电压会较大跌落并会产生较大纹波电压。

另外一种产生高压电源的常用方法是选用串联谐振或并联谐振变换器来构建［7-9］，由于串联谐振变换器在轻载时不可控［10-11］，因而应用受到限制;并联谐振变换器则很难适应宽负载和宽输入电压范围，且变压器会有磁饱和问题［7，11］;串并联谐振变换器既结合了串联变换器和并联变换器各自优点，受到了广泛的关注［11-14］，但是谐振变换器往往需要进行变频控制，电路结构复杂，常用于大功率输出场合。

反激变换器由于其拓扑结构简单、输入输出隔离等优点［15］在小功率高压电源应用方面具有优势;但是，是对于2 000 V以上高压直流电源很少直接以反激变换器直接获得［16］。这是因为采用反激变换器来直接输出高压，同样面临升压变压器变比大，绕组漏感以及寄生电容大等不利因数，变换器难以稳定工作。

本文在倍压整流电路的基础上，提出一种新型的反激-倍压整流组合拓扑，它能够使变压器在反激过程中传输能量，继承了倍压整流电路和反激变换器特点;特别是当其工作在断续导通模态时具有输出电压高和体积小等特点，非常适合用于需要高升压比和小体积应用场合。

1 反激－倍压整流组合拓扑

1.1 传统倍压整流电路

如图1所示的为m-阶倍压整流器，此电路一般工作在轻负载条件下，在此条件下由电容Ci（i=1，2，…，2m+2）充/放电引起的输出电压纹波较小;当负载电流较大时，输出电压纹波较大，且其输出电压Vo跌落得厉害［17］。假定图1所示的输入源为交流正弦电压，其幅值为Um，频率为fs，通过二极管倍压整流来实现高压直流输出，其优点在于可以用耐压值较低的二极管和电容，产生较高的直流电压。空载时其输出电压为

当倍压整流负载为R，其输出电压Vo会跌落以及输出纹波大［16］，因此该电路一般在轻载工作，对负载变化没有调节能力。

图1 m－阶倍压整流电路Fig．1 Voltage-multiplying rectifier for m-order

1.2 反激－倍压整流电路

图1所示的传统倍压整流电路输入源为交流，但在某些应用场合往往只有直流电源，例如电池或太阳能等供电方式，因此一个很自然的联想就是能否把DC/DC基本拓扑电路嵌入倍压整流电路中。倍压整流电路虽然可以降低单个器件（或元件）的电压应力，但很难适应负载变化;反激变换器虽然能够通过调节占空比在宽输入电压和负载变化时保持电压稳定，但是当其直接输出高压时开关器件电压应力较大。因此，将反激变换器与倍压整流拓扑进行组合，形成一种既具有反激特点又具有倍压整流特点的电路将能满足某些特殊场合的应用要求。图2所示即为这种组合拓扑:m-阶反激-倍压开关电路。

图2 m－阶反激－倍压开关电路Fig．2 Forward-flyback voltage-multiplier converters with m-order

下面将对图2所示m-阶反激-倍压开关电路的工作原理进行阐述:其中Q为功率开关，变压器Tr实际为开有气隙的耦合电感;Lp和Ls分别为变压器Tr原边和副边的电感量;C1，C2，…，C2m+2与 D1，D2，…，D2m+2构成 m-阶倍压整流电路，该拓扑工作在固定频率PWM调制方式下:当Q导通时，变压器 Tr通过 D1，D3，…，D2m+1对 C1，C3，…，C2m+1进行充电，这一阶段与正激变换器能量传输过程相似;当Q关断后，由于变压器Tr原边励磁而储存能量通过 D2，D4，…，D2m+2对 C2，C4，…，C2m+2进行充电，这一阶段与反激变换器能量传输过程相似;当励磁能量释放完毕，由 C2，C4，…，C2m+2对负载R放电，直至下一周期开始。在一个开关周期（Ts）内，该开关拓扑既有类似于正激变换器的传输过程，也有反激变换器的能量传输过程。当该电路进入稳态后，正激过程结束，主要以反激形式传递能量（详细情况见下节稳态分析），而其输出级为倍压整流电路，故称该电路为反激-倍压开关电路。

尽管从电路拓扑来看，该变换器与一般的工频变压器的倍压整流电路的连接方式相类似，但两者的工作方式和电路本质却不同:

1）功率开关Q的引入，给电路提供了一个可控的自由度，使得在输入电压和负载电流变化情况能够通过调节占空比来使得输出电压为恒定值;

2）变压器Tr不同于普通的工频变压器，它工作在高频开关状态;磁芯开有气隙，在Q导通时既向次级传递能量同时也储存能量;

3）次级倍压整流电路工作原理不同于工频倍压整流电路，在Q导通时，变压器Tr原边绕组励磁电流线性增大，变压器Tr储存能量;在Q关断后，变压器Tr励磁能量从副边流出，并对图2所示的偶数电容C2i（i=1，2，…，2m+1）充电，其电压值取决于励磁能量和负载大小，详情见后节的稳态分析。

2 稳态分析

图3所示为工作在DCM模态的m-阶反激-倍压整流开关电路（如图2所示）的主要工作波形。vDS为开关管的漏极波形，iLp为变压器Tr原边电流波形，iLs为副边电流波形。

为简化分析，假定C1=C2=…C2m+2，且其电容值足够大，电路进入稳态，电容两端电压为恒压源。该变换器在一个开关周期（Ts）有3个工作模态，如图4所示，描述如下:

图3 DCM模态m－阶反激－倍压开关电路主要波形Fig．3 Waveforms of flyback＆voltage-multiplier switching circuit operating in DCM

图4 各模态等效电路Fig．4 Equivalent circuit of each operation stages

1）模态Ⅰ（t0≤t＜t1时段），正激充电过程:Q导通，Tr初级励磁电感电流线性增加，D1、D3、…、D2i+1导通，对 C1、C3、…、C2m+1进行充电，此时，D2、D4、…、D2m+2处于反向偏置状态，C2、C4、…、C2m对负载电阻R放电，如图4（a）所示。设t1-t0=d1Ts，变压器Tr初级励磁电感两端电压VLp，电容C1、C2、…、C2m+2两端电压为

为了便于分析，将 C2、C4、…、C2m+2看作一整体来分析，即假定一个广义虚拟电容C来等效C2、C4、…、C2m+2，如图4虚线部分所示。

不妨假定其充电电流为iC，则在此时段其充、放电电流为（假定充电电流为正，放电电流为负）

由式（2）可知，当电路进入稳态后，在t0≤t＜t1时段，流过二极管 D1、D3、…、D2m+1的电流基本为零，即

2）模态Ⅱ（t1≤t＜t2时段），反激放电过程:Q关断，变压器Tr副边绕组中电流通过 D2、D4、…、D2m分别对 C2、C4、…、C2m进行充电，同时 C2、C4、…、C2m对负载电阻 R 放电，D1、D3、…、D2m+1处于反向偏置状态，如图4（b）所示。设t2-t1=d2TS，变压器Tr原边、副边两端电压为

3）模态Ⅲ（t2≤t＜T时段），输出滤波电容处于放电过程:T次级绕组中电流为零，D1、D2、…、D2m+2均处于反向偏置状态;C2、…、C2m+2给负载R提供电流，如图4（c）所示。设T-t2=d3Ts，变压器Tr初级励磁电感两端电压为

式中:Lp为变压器原边电感量，R为负载电阻值，Ts为变换器的开关周期，这3个物理量构成的K代表该电路特征值。

不妨假设当输出电压高输出电流较小时，负载电阻R很大，则

由式（16）可以推导出

由式（20）可以看出，该拓扑VO/VI的比值由两部分组成:前一项表明它具有倍压整流电路的升压特性;后一项表明该拓扑具有类似于工作在DCM模态的反激变换器相似特性。当输出功率较小时，该拓扑能够以较小变压器匝比或匝数实现较高电压输出，变压器匝数减少，不仅能够降低变压器制造成本，而且可以减小变压器漏感值和寄生电容值，有利于变换器稳定工作;此外较少的变压器匝数，也有利于减小变压器体积和重量，降低产品成本。

该电路工作在DCM模态就必须满足条件

把式（17）代入式（21），可得

式中:VI为输入电压，Vo为输出电压，n为变压器的次级匝数与初级匝数之比，以上式子表明当d1=dcrit时变换器处于临界导通状态;要使该电路工作在DCM，电路特征值必须满足式（22）条件。

3 实验结果与分析

为验证上述分析的正确性，本文拟以2-阶反激倍压拓扑为例进行实验验证，其实验样机主电路拓扑如图5所示。设计目标:输入电压15 V±0．5 V，输出电压3 500 V±100 V，输出电流为2 mA。为了实现对输出电压的闭环控制，试验样机采用电压/电流双环控制策略，控制器采用TI公司的UCC2843，变压器磁性采用TDK公司PC40P18/11，原、副边绕组匝数比为9:99，变压器原边绕组电感量为20 μH，开关管 Q 为 SPI11N60C3，电容值为 0．047μF，耐压2 000 V，开关频率fs=40 kHz。实际搭建的原理样机如图6所示。

图5 2－阶正－反激倍压变换器Fig．5 Two-order forward-flyback voltagemultiplier converters

图6 2－阶正－反激倍压变换器原理样机Fig．6 Prototype of two-order forward-flyback voltage-multiplier converters

图7显示的是功率开关管Q栅极驱电压Qg驱动波形和变压器的原边电流iLp波形，从电流iLp波形可以看出其处于电流不连续模态，因此说明变换器工作在DCM模态;从图7中可以看出当开关管关断后还有负向电流流动，这是因为Q关断后，变压器Tr次级绕组通过D2和D4对C2和C4充电，同时次级绕组两端电压被钳位为:Vo/2-nVg，此电压反射到初级绕组电压（Vo/2n-Vg）使得变压器Tr漏感和开关管Q漏-源极电容进行谐振，由于其能量较小，可忽略其影响。

图8（a）分别给出的是负载电流Io=2 mA时的输入电压Vin与输出电压Vo的波形，从图8（a）中可以看出输入电压为15．2 V，输出电压为3．47 kV，输出电压与输入电压比高达为233:1，从而验证本文前面所述该变换器具有较强升压特性。图8（b）则是对输出电压Vo的局部放大波形，从图中可以看出输出电压纹波为峰-峰值9．6 V。

图9（a）、（b）、（c）、（d）分别给出的是电容 C1、C2、C3、C4两端电压的启动到稳态的波形，从图中可以看出，C1两端稳态电压VC1值约为210 V，理论计算VC1值为165 V，与实验结果有一定偏差，这主要是理论分析时没有考虑变压器漏感能量影响而导致的差异。C2、C3、C4两端稳态电压 VC2、VC3、VC4理论值由式（15）可知为输出电压Vo的1/2，即均为1．735 kV，而实际测量值为1．737 kV;理论分析值与实际测量值相吻合。

4 结语

本文所提出的低压输入高压输出开关拓扑继承了倍压整流电路和反激变换器的优点。通过理论分析推导出该拓扑工作在DCM模态的条件;工作在该模态的变换器具有以下优点:1）变压器输出输入匝数比小，变压器漏感和寄生电容小;2）输出电压高，变压器体积小;3）开关管和输出整流管电压应力低;4）输入电压和负载调整范围宽;5）拓扑结构简单。实验结果验证了该电路的工作特性及优点，结果表明，本文所提出的变换器非常适合宽输入电压范围、输出电压高的小功率的DC/DC电源中。

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（编辑:张诗阁）