基于SiCMOSFET户用光伏逆变器的效率分析

胡光铖，陈 敏，陈烨楠，习江北，徐德鸿

（浙江大学电气工程学院，杭州 310027）

引言

太阳能分布式发电可以直接利用建筑的表面，不需要额外的占地面积，具有潜在的发展前景。

Si功率半导体器件经过几十年的发展，Si器件的性能已得到充分的挖掘［1］。近十年来，SiC等宽禁带材料开发的功率器件获得人们的关注，其中SiC MOSFET 具有优异的性能［2-4］。

在文献［5］中，介绍了用于电机驱动的三相SiCMOSFET逆变器，并与Si器件比较，效率能够提升2%。 SiC MOSFET同样被应用于光伏逆变器［6-7］。

本文将SiC MOSFET应用于两级式单相光伏逆变器，并进行了理论损耗分析。逆变器采用简单的全桥逆变器电路，将逆变环节的工作频率提高到100 kHz，以减小滤波器尺寸，提高功率密度。搭建了一台1.6 kW的样机，并对分析结果进行了验证。

1 两级式光伏逆变器

1.1 基本结构

两级式光伏逆变器目前主要应用于功率小于5 kW的场合［8］，结构如图1所示。它由两级组成，前级为Boost DC/DC变换器，在UPV低于母线电压下限值Ubus-thr时，Boost电路负责将电压升至符合要求的电压等级；后级为单相逆变器，将直流电压转换为交流电压，并连接至电网。

图1 两级式光伏逆变器

1.2 工作模式

根据光伏阵列的输出电压的变化，两级式光伏逆变器有两种工作模式。

1）两级工作模式

如图2所示，在UPV较低时，逆变器的前后两级都处于工作状态。前级负责进行MPPT控制，使得光伏阵列的输出功率最大化；后级通过控制输入至电网的功率从而将母线电压Ubus稳定值在给定值Ubus_ref。

2）单级工作模式

如图3所示，在UPV较高时，前级Boost处于旁路状态，仅后级处于工作状态。后级通过控制逆变器的输出并网电流将母线电压，即光伏阵列输出电压控制在MPPT输出的电压。

图2 两级工作模式

图3 单级工作模式

1.3 调制方式

本文中采用了倍频调制［9］，是一种单极性的SPWM调制方式。左右两个桥臂采用相同的载波，但是两个正弦调制波相位相差π。这种调制方式的最大好处是开关器件的开关频率为fs/2，但是逆变器输出波形的等效开关频率却为fs。这样就可以实现在不增加器件的开关损耗的前提下，减小逆变器输出滤波器的尺寸或损耗。

2 SiC MOSFET逆变器效率分析

两级式光伏逆变器的参数如表1所示。

表1 两级式逆变器工作参数

2.1 前级 Boost

前级Boost电路只有处于两级工作模式时会工作，其工作参数如表2所示。

表2 前级Boost工作参数

根据电路的工作条件，Sb选取了2种MOSFET进行比较，如表 3所示。Boost二极管Db型号为IDT16S60C。

表3 备选MOSFET列表

前级DC/DC中主开关管Sb的损耗由3部分组成，分别为开通损耗Pon、关断损耗Poff、通态损耗Pcon。 对两种型号 MOSFET 在 20 kHz、50 kHz、100 kHz开关频率下的损耗进行了分析，图4所示为输出功率为1.2 kW的理论损耗分布情况，在进行分析时，设光伏阵列的输出电压为220 V恒定值。

从图4中可以看出，相比于Si MOSFET，在二极管相同的情况下，SiC MOSFET的开通损耗Pon有一定的优势，而关断损耗Poff的优势更为明显，这个优势随着开关频率的提升越加明显。

在通态损耗Pcon上，Si MOSFET的更具优势。这是因为与Si MOSFET相比，SiC MOSFET有接近2倍耐压以及1/2的额定电流，通态电阻上没有优势。

图4 Sb理论损耗分布

但从 MOSFET总损耗上看，SiC MOSFET更具优势，而且这种优势随着开关频率的提升越加明显。

综合上述，在20 kHz开关频率，MOSEFT的通态损耗影响较大，而目前并无600 V电压等级的SiC MOSFET产品，SiC MOSFET的优势较小。而将开关频率提升至 50 kHz、100 kHz时，MOSFET开关损耗的影响逐渐增大，Sb选用SiC MOSFET的优势得到充分的体现。

2.2 后级逆变器

后级逆变器的工作参数见表1。在图1所示的全桥逆变器中，通常采用的是IGBT。对于Si MOSFET，由于其体二极管会出现严重的反向恢复损耗，一般要采用一些复杂的电路拓扑，如图5所示H6逆变器［10］。 S1～S4采用 MOSFET，工作在高频开关状态；S5～S6采用 IGBT，工作在工频开关状态。S5+D1和S6+D2提供了续流通路，回避了MOSFET体二极管的反向恢复问题。当能量从母线向负载转移时，S1+S6+S3或S2+S5+S43个器件同时导通，所以逆变器的通态损耗会较大。

图5 H6逆变器

进行损耗分析时，H6逆变器的主要工作参数见表 4。

表4 H6逆变器参数

H6逆变器的损耗主要有电感损耗PL、反向恢复损耗Prr、开关损耗Psw以及通态损耗Pcon。图6所示为H6逆变器在母线电压为360 V时各个功率等级下损耗分析结果。

图7所示为H6逆变器在满载时的各项损耗，可知其中损耗最大的一项为器件的通态损耗Pcon。

图6 H6理论损耗

图7 H6逆变器满载损耗分布

表5比较了Si MOSFET和SiC MOSFET的反向恢复特性参数。相比于Si MOSFET，SiC MOSFET的反向恢复特性得到了明显提升，能够直接使用在图1所示的全桥逆变器中。

表5 反向恢复特性比较

进行SiC全桥逆变器损耗分析时，逆变器主要参数见表6。

表6 全桥逆变器参数

全桥逆变器的损耗主要有以下几部分：开关损耗Psw、通态损耗Pcon、体二极管反向恢复损耗Prr、输出滤波电感损耗PL。在进行损耗分析时，母线电压取值为360 V。图8为在各个功率等级下损耗情况。

从图8中可知，通态损耗Pcon随着功率的提升而增大，这是因为通态损耗与负载电流的平方成正比；在轻载情况下，开通损耗Pon在总损耗的比例较大，对效率的影响显著。

图8 SiC全桥逆变器理论损耗

满载情况下的理论损耗分布如图9所示，其中所占比重较大的两部分是开关损耗Psw和通态损耗Pcon，包括MOSFET通态损耗、体二极管通态损耗。与H6逆变器相比，由于逆变器的开关频率提升至100 kHz，开关损耗Psw会上升，是最大的一项损耗。此外滤波电感能够减小到1/5左右，电感的损耗PL会有较大幅度的降低。

图9 SiC全桥逆变器损耗分布

图10 所示为两台逆变器的理论效率曲线比较。对于SiC全桥逆变器，在输出功率大于半载时，效率随着功率的提升基本持平，稳定在98.2%；但是在功率降低到半载以下时，逆变器的效率会有较大幅度的降低。与H6逆变器相比，SiC全桥逆变器的开关频率虽然提高了5倍，但其效率仍有一定的优势，特别在轻载条件下，这个优势更加明显。

图10 理论效率曲线

3 实验

为了验证前一节的理论分析结果，搭建了实验平台，并进行了实验验证。控制芯片采用DSP芯片TMS320F28035，利用WT1600功率分析仪进行效率测量。

3.1 前级 Boost

Boost电路中Sb下分别采用了C2M0080120D、IPW65R037C6， 并在 20 kHz、50 kHz、100 kHz 3 种工作频率下进行了效率测试，测试条件见表7。

表7 Boost测试条件

对采用两种器件的效率进行比较，通过比较可知，采用型号为C2M0080120D的SiC MOSFET时，Boost的效率能够得到一定提升，而且随着开关频率的升高，效率提升越明显，比较结果见图11。

图11 Boost实验效率比较

3.2 后级逆变器

利用Si器件搭建了H6逆变器，H6逆变器工作于20 kHz开关频率；同时利用SiC MOSFET搭建了全桥逆变器，工作频率为100 kHz。分别对两台逆变器装置进行了效率测试，测试条件见表8。

表8 逆变器测试条件

测量了两台逆变器各个功率等级下的电阻负载效率，绘制了实验效率曲线，见图12。从图中可知，SiC全桥逆变器的实验效率基本与理论分析一致，在重载时效率较高，最高效率可达到97.9%，在轻载时，效率会有一定的下降。

与H6逆变器的实验效率曲线相比，虽然SiC全桥逆变器的开关频率提高了5倍，但效率仍有一定的提升，这一趋势在轻载时更为明显，这与理论分析一致。同时由于开关频率得到了提升，逆变器的输出滤波电感也可以减小至1/5左右。

图12 实验效率曲线

3.3 SiC MOSFET全桥逆变器并网实验

在SiC全桥逆变器平台上进行了并网实验，图13为相应功率下的并网电压电流波形。

表9所示为相应功率下的并网电流THD。满载时，并网电流THD为3.5%。MOSFET的优势能够得到了充分展现。

图13 各功率下并网电压、电流波形

在后级逆变器中，SiC MOSFET因出色的反向恢复特性，在全桥逆变器中能很好地发挥作用，在高频开关状态下仍能保持较高的效率，100 kHz开关频率下，逆变器的实验效率最高可达97.9%，同时输出滤波电感能够减小。

综合上述，在高频工作条件下，SiC MOSFET在两级中均有明显优势，有助于提升效率。

表9 各功率下并网电流THD

4 结语

在前级Boost中，在开关频率较低时，如20 kHz下，SiC MOSFET低开关损耗的优势不能充分体现，但是随着开关频率的提升至50 kHz、100 kHz，SiC

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