视觉假体中无线能量和数据传输的设计及优化

【作 者】雷旭平，吴开杰，赵磊，柴新禹

上海交通大学生物医学工程学院，上海市，200240

0 引言

视觉假体是一种用于视觉功能修复的神经假体，通过对生物体视觉神经系统进行功能性电刺激，部分恢复视觉感受。视觉假体的主要目的是修复老年黄斑变性(Age-related Macular Degeneration,AMD)与视网膜色素变性（Retinitis Pigmentosa,RP）等疾病引起的视觉损伤。根据世界卫生组织(WTO)和民间研究机构的相关报道，全球约有4000万因眼部疾病致盲的患者，其中仅AMD致盲患者数就超过320万[1-2]，这些疾病目前仍未有有效的治愈方法，研究视觉假体对于相关疾病致盲患者的视觉功能修复具有重要的价值和意义。目前国际上多个国家的高校、研究机构致力于该领域的研究，并取得了不同程度的研究进展，如美国多所知名大学和Second Sight公司联合的Artificial Retina Project小组、麻省理工学院和哈佛大学联合的Boston Retina Implant Project小组以及德国Tübingen大学的Zrennner小组等。2013年2月，美国Second Sight公司宣布其推出的60电极视觉假体Argus II获得美国食品及药物管理局（FDA）的使用批准，由此植入式假体的研究和开发又向前迈出了一大步。

虽然视觉假体研究取得了阶段性的成果，但是目前能够可靠植入的假体的工作电极数量仍非常有限，不能满足视觉修复的需求。相关心理物理学实验结果表明，物体识别和人脸识别需要超过250个电极[3-4]，而实现有效的语段阅读电极阵列应达到25×25[5]。电极数目的增加能够提高所诱发假体视觉的分辨率，从而增强植入者的视觉感受。随着MEMS加工、生物材料等技术的发展，视觉假体装置的可植入电极数有望由目前的几十个增加到几百个，美国Second Sight公司正在研制的Argus III视觉假体中，电极数目有望超过1000个[6]。

然而随着电极数目的增多，视觉假体装置的功耗不断增大，处理和传输的数据量也不断增加，视觉假体无线传输系统的开发面临一定的挑战。Chen K等[7]于2010年研制了一款256电极视觉假体，无线能量传输的功率达到100 mW，数据传输速率为2 Mbps。视觉假体一般采用无线经皮传输的方式由体外向体内供能。当系统功耗显著增加时体外便携式电源的有效续航时间将明显减小，不利于便携式长期应用。此外，大功率近场无线传输可能导致植入局部的生物组织热效应和非热效应，存在潜在健康风险。因此设计中应尽可能提高传输效率，降低传输总功率，减小能量损耗和组织热效应[8]。

本文首先介绍了视觉假体无线传输发展的状况和挑战，然后分析了其工作原理和设计要求，进而针对其特点分别介绍了能量传输和数据传输的考虑因素和设计方法，对高分辨率假体装置的设计具有一定的指导意义。

1 视觉假体无线传输的原理

视觉假体无线传输系统包括体外控制部分和体内植入部分。接收装置植入体内（脑部或者眼部），一般不带电源或电池；发射装置采用电磁耦合的方式由体外向体内植入装置无线传输能量和数据。这种方式能避免有线能量传输存在的接口感染、皮肤穿孔等问题，也更便于实际使用。

无线传输系统的总体结构如图1所示。视觉信息在体外经过采集与处理，转化为特定数据编码，传给发射电路。发射电路按特定的调制方式将数据编码（前向数据）加载到发射信号上，经由射频功率放大器、体内外耦合线圈对传输到体内植入装置。能量信号也会同时传送到体内植入装置。体内植入装置的射频收发电路从接收信号中恢复出数据、时钟和能量，传给神经微刺激器，产生相应的刺激电流，经由植入式微电极阵列作用于视网膜、视神经和脑皮层等部位，最终使植入者产生有效的视觉感知（光幻视）。一些方案在体内植入装置中设置了传感及监测电路，能够监测体内植入装置的供电状态、电极阻抗和温度等参量，根据需要将体内信息（反向数据）传输到体外装置，用于反馈控制和调节。

图1 视觉假体无线传输示意图Fig.1 Illustrator of wireless transmission for a visual prosthesis

2 能量传输设计与优化

视觉假体的无线能量传输中，线圈耦合条件相对较差，耦合因子往往小于0.3（甚至低于0.1），属于低能磁链，因而传输功率有限，效率较低，且易受线圈相对位置影响[9]。在设计能量传输时，要充分考虑传输的功率大小、效率、稳定性、持久性等要求。

2.1 功率放大器效率和稳定性的优化

功率放大器的选型和设计直接影响无线能量传输的效率，因此对整个无线传输系统至关重要。目前用于视觉假体无线传输的射频功率放大器多数采用E类功率放大器，其理论转换效率最高达100%，适用低耦合、较大功率、较高频率的射频发射要求。Sokal NO和 Sokal AD[10]率先对 E类功率放大器的电路架构与理论做了详尽的阐述。在此基础上，Rabb FH[11]提出了经典分析和参数设计方法。Tu SH等[12]分析了负载的品质因数对放大器转换效率的影响。

如图2所示，E类功率放大器采用单开关（MOS管M1）结构，发射线圈电感L1与电容C1、C2构成振荡网络。R是发射端的等效电阻，Lchoke是扼流线圈。PWM信号控制开关周期性导通和截止，使与开关相连的振荡网络呈现周期性振荡。C1和C2的具体数值可以根据L1、R和电路品质因素Q计算[13-14]。要使E类功率放大器工作中获得理想的漏极效率，开关切换时要满足两个临界条件，即零电压切换(Zerovoltage Switching，ZVS)和零导数切换(Zero-derivative Switching，ZDS)。前者要求开关导通时其漏极电压Vd接近0或者开关的饱和偏移电压，后者则要求开关导通时Vd的导数为0[13]。

图2 E类功率放大器的原理Fig.2 The principle of class-E amplifier

为了使E类功率放大器保持高效稳定的工作状态，往往需要在设计中加入反馈调节。反馈调节按照调节环路位置可以分为体内反向数据反馈和体外闭环反馈；按照反馈输入信号类型可分为电压反馈和电流反馈；按反馈输出类型可分为反馈到开关和反馈到输入电源。

反馈到开关的调节方案检测电路的振荡状态，在满足零电压切换(ZVS)和零导数切换(ZDS)条件的最佳时间点控制开关的通断，保证发射电路有较大转换效率。此外，Kessler DJ等[15]从理论上推导了开关控制信号占空比与功率放大器电路元件损耗的关系，为避免转换效率的显著降低，开关控制信号占空比应大于30%。Baker MW等[16]设计了一种漏极电压反馈控制开关的电路，通过直接检测漏极电压Vs判断开关通断条件。该电路工作频率在4.5 MHz左右，链接效率最高达74%。Ziaie B等[17]设计了一种初级线圈电压反馈控制开关的电路，工作频率3.9 MHz，效率达71%。

反馈到输入电源的调节通过改变功率放大器的输入电源电压或者电流，进而调节功率放大器的输出功率。Wang G等[18]设计了一种电流反馈控制电源输出的电路，检测初级线圈电流的变化，调节E类功率放大器输入电压。该电路工作频率1 MHz，总效率达65.8%。

2.2 线圈耦合效率的优化

基于低能磁链耦合的无线能量传输中，优化线圈或耦合链接对提高该类无线传输的效率十分重要[9]。Harrison R建立了可植入设备的电磁耦合效率理论模型[19]。根据该模型，耦合因子越大，系统耦合效率和能量传输效率就越高，而耦合因子与体内外线圈几何尺寸、耦合距离和等效电感等相关。

视觉假体植入部位通常是头部或者眼部，实际应用中其耦合线圈的几何尺寸和耦合距离都受到严格的限制。线圈优化主要包括提高线圈品质因数Q和降低线圈上的功率损失。高Q值线圈有利于提高耦合效率和能量传输效率，但Q值过高也会导致射频发射电路的可操作域变窄：电路中元件的微小变化都会导致电路谐振频率点的较大迁移[19]。降低线圈上的功率损失，就要减小线圈的等效交流阻值。对于较高频率的无线能量和数据传输，线圈上的趋肤效应和邻近效应较为明显，可考虑采用特殊线材和绕线方式减小这类高频效应，比如采用利兹线绕制线圈（有效频段大约在103Hz～106Hz数量级之间）[20]。Yang Z等[21]提出了根据线圈内外径、匝数、线径、股数、直流电阻和应用频率等参数计算线圈等效交流电阻、电感、寄生电容的模型，并提供了分析线圈适用频率范围的方法。

3 数据传输设计与优化

视觉假体对准确性、实时性和数据传输速率有较高的要求。为了达到闪光融合(Flicker Fusion)阈值，保持视觉感知的连续性，视觉假体数据传输帧率要求维持在(10～50)fps之间甚至更高，其中视网膜上假体（Epiretina Prosthesis）的帧率要达到(40～50)fps[22]。以1024电极视网膜上视觉假体为例，假设每个电极控制命令25 bit，帧率40 fps，则数据传输速率须高于1 Mbps。此外，设计数据传输时还要考虑如何消除能量传输对数据信号的干扰。

3.1 双频传输用于提高传输速率

目前视觉假体无线数据传输主要有单频传输和双频传输两类。单频传输中数据传输与能量传输使用同一对耦合线圈和相同的载波频率。数据信号通过一定的调制方式加载到载波上，接收端恢复的能量大小则取决于载波强度。提高载波频率有利于扩宽数据带宽，提高传输速率，却不利于能量传输。一般而言，载波频率越高，传输能量的组织吸收比越大，能量传输效率越低，无线传输的有效深度越小[23]。因此，单频传输中载波频率不宜过高或者过低，要平衡数据传输速率和能量传输效率的要求。该类方案适用较低数据传输速率和对能量传输效率要求不高的情况。

当传输功率较大、数据传输速率较高时，数据传输和能量传输对载波频率的不同要求愈发难以平衡，单频传输的不足逐步显现。针对这一情况，加州大学的Liu W小组[24-25]提出了用于视觉假体的双频无线能量和数据传输。该方案分离了能量传输和数据传输，提出采用两对不同的耦合线圈、分别以不同频率的载波传输数据与能量信号，既能提高数据传输的速率，又能保持能量传输的高效率。双频传输中也可以根据能量和数据传输的不同要求分别对各自的耦合线圈进行优化：能量传输的线圈遵循高Q值原则，频带窄，以获得高效率；而数据传输的线圈遵循较低Q值原则，频带宽，更有利于高速率[26]。Liu W小组的方案中，数据载波频率达到20 MHz或22 MHz，数据传输速率最高可达2 Mbps；能量载波频率达1 MHz或2 MHz，能为256电极视觉假体装置稳定供能。

双频传输中还要考虑能量线圈和数据线圈的相对安放位置。一种方式是能量线圈和数据线圈同轴平行放置。该方式空间排布紧凑，但是能量线圈和数据线圈之间存在复杂的交叉耦合关系，能量耦合与数据耦合相互干扰较大，这导致传输的数据信号不仅包含较多的噪声，还会因为能量耦合电磁场的抵消作用而减弱强度[24]。Zhou M等[25]提出了一种适用于同轴平行耦合线圈数据传输的DPSK技术，可以有效抵抗能量信号对数据信号的干扰。Ghovanloo M等[27]提出了另一种双线圈对的安放方法：能量线圈和数据线圈相互垂直放置。该方法可大大削弱两对线圈间的交叉耦合，同时尽可能增大每对线圈的耦合强度，保证了选择不同能量和数据载波频率的灵活性。

3.2 调制方式的选择和改进

视觉假体无线数据传输中常用的数据调制解调方式有幅移键控（ASK）、频移键控（FSK）和相移键控（PSK）三种基本类型及由其衍生的负载变化键控（Load Shift Keying，LSK）、差分移相键控（Differential Phase Shift Keying，DPSK）等多种形式。数据调制和解调方式关系到数据传输的准确性和电路设计的复杂性，也可能影响能量传输的效率。合适的数据调制和解调方式应当充分考虑传输速率和实际环境，能在一定程度上抑制能量传输和外环境干扰，简单高效地实现数据传输。

ASK是最简单调制形式，在神经假体早期设计中经常被采用，传输速率在(8～250)kbps之间[28]。采用ASK的方案具有电路结构简单的优点，但调制深度受载波传输能量要求的制约，传输速率较低。相比ASK而言，采用FSK方法可以获得更高的传输速率（最高可超过2.5 Mbps）[29-30]。FSK方法对载波频带有较多要求。FSK信号调制深度受制于数据传输速率和载波频率的比值，要同时获得高速率和大调制深度就必须提高载波频率；在单频传输中难以同时保证高数据传输速率和高能量传输效率。

PSK同样适用于较高速率的数据传输，传输不易受载波幅度和频率波动的影响，具有较好的抗干扰能力。相比FSK，PSK对载波频带要求低，也能达到较好的能量传输效率[32-33]。然而，PSK方案设计中往往需要锁相环等部件实现信号锁定，电路较为复杂。Zhou M等[25]在PSK方式基础上进一步改进，提出一种非相干DPSK技术，适用于较大功率的双频传输。该技术利用数据载波相位变化编码，通过二次采样方法实现DPSK解调，可以在不需要锁相环和ADC的条件下完成高速度的数据传输。该方法能有效抵抗能量信号对数据信号的干扰，保证双频系统中数据传输的准确性。

LSK又常被称为反射调制，一般用于体内装置向体外的反向信息传输。该方法通过改变次级电路负载阻抗，经耦合线圈将这种变化传回初级电路，实现信息的反向传输。Tang Z等[31]设计了一种实现LSK的电路配置调制器，分析了调制原理，并验证了相关电路的有效性。Wang G[18]在一种具有双向数据传输能力的生物可植入假体设计中应用了类似原理。FSK、PSK及其衍生方式也常被用于反向数据传输[27,34]。

4 总结

视觉假体是视觉功能修复的重要手段。无线传输系统要为体内植入部分高效率大功率地供能，利用容量有限的体外便携式电源维持尽可能长的续航时间；同时高速率地传输数据，保证视觉假体工作的实时性要求。为了提高电刺激所诱发假体视觉的空间分辨率，增强植入者的视觉感知能力，仍需提高视觉假体装置体内植入的电极数目。而随着电极数目的增多，体内装置的功耗和数据传输量也将大大增加。这是视觉假体经皮无线传输研究中有待解决的重要问题。

本文回顾了视觉假体中无线传输的基本原理，讨论了无线能量和数据传输设计中的主要考虑因素，并对当前的设计方法进行了综述。这些因素与设计方法有助于优化无线传输的耦合条件，保持较大功率无线能量传输中的系统效率，提高数据传输的速率，减小能量传输与数据传输的相互干扰，对高分辨率假体装置的设计具有一定的指导意义。随着高分辨率视觉假体系统的发展，更加高效、高速、微型的无线传输方案也将不断出现。

[1]Pascolini D,Mariotti SP.Global estimates of visual impairment:2010[J].Brit J Ophthalm,2012,96: 614-618.

[2]Foster A,Gilbert C,Johnson G.Changing patterns in global blindness: 1988–2008[J].Commun Eye Health,2008,21(67):37–39.

[3]Zhao Y,Lu Y,Tian Y,et al.Image processing based recognition of images with a limited number of pixels using simulated prosthetic vision[J].Inform Sci,2010,180(16): 2915–2924.

[4]Robert W,Thompson Jr,David Barnett G,et al.Facial recognition using simulated prosthetic pixelized vision[J].Invest Ophthalmol Vis Sci,2003,44(11): 5035-5042.

[5]Cha K,Horch KW,Normann RA,et al.Reading speed with a pixeli zed vision system[J].JOSA A,1992,9(5): 673-677.

[6]Chader GJ,Weiland J,Humayun MS,et al.Artificial vision: needs,functioning,and testing of a retinal electronic prosthesis[J].Prog Brain Res,2009,175: 317-332.

[7]Chen K,Yang Z,Hoang L,et al.An integrated 256-channel epiretinal prosthesis[J].IEEE J Solid-Stat Circuit,2010,45(9):1946-1956.

[8]Vecchia P,Matthes R,Ziegelberger G,et al.Exposure to high frequency electromagnetic fields,biological effects and health consequences (100 kHz-300 GHz)[M/OL].ICNIRP,2009.

[9]Vandevoorde G,Puers R.Wireless energy transfer for standalone systems: a comparison between low and high power applicability[J].Sensor Actuat A: Phys,2001,92(1–3): 305–311.

[10]Sokal NO,Sokal AD.Class E-A new class of high-efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE J Solid-Stat Circuit,1975,10(3): 168-176.

[11]Raab F.Idealized operation of the class E tuned power amplifier[J].IEEE Trans Circuit Syst,1977,24(12):725-735.

[12]Tu SH,Toumazou C.Effect of the loaded quality factor on power efficiency for CMOS class-E RF tuned power amplifiers[J].IEEE Trans Circuit Syst,1999,46(5): 628-634.

[13]Sokal NO.Class-E High-Efficiency RF/Microwave Power Amplifiers: Principles of Operation,Design Procedures,and Experimental Verification[J].Analog Circuit Design,2003: 269-301.

[14]Sokal NO.Class-E switching-mode high-efficiency tuned RF/microwave power amplifier: improved design equations[J].IEEE MTT-S Int Microwav Symp Digest,2000,2: 779-782.

[15]Kessler DJ，Kazimierczuk MK.Power losses and efficiency of Class-E power amplifier at any duty ratio[J].IEEE Trans Circuit Syst-I,2004,51 (9 ): 1675-1689.

[16]Baker MW,Sarpeshkar R.Feedback analysis and design of RF power links for low-power bionic systems[J].IEEE Trans Biomed Circuit Syst,2007: 28-38.

[17]Ziaie B,Rose SC,Nardin MD.A self-oscillating detuninginsensitive class-E transmitter for implantable Microsystems[J].IEEE Trans Biomed Eng,2001,48(3): 397-400.

[18]Wang G,Liu W,Sivaprakasam M.Design and analysis of an adaptive transcutaneous power telemetry for biomedical implants[J].IEEE TCAS-I,2005,52(10): 2109-2117.

[19]Harrison RR.Designing efficient inductive power links for implantable devices[J].IEEE Int Symp Circuit Syst,2007: 2080-2083.

[20]Bartoli M,Noferi N,Reatti A,et al.Modeling Litz-wire winding losses in high-frequency power inductors[C].27th IEEE PESC,1996,2: 1690-1696.

[21]Yang Z,Liu W,Basham E.Inductor modeling in wireless links for implantable electronics[J].IEEE Trans Magn,2007,43(10): 3851-3860.

[22]Chena SC,Suaninga GJ,Morleyb JW,et al.Simulating prosthetic vision: I.Visual models of phosphenes[J].Vis Res,2009,49(12):1493–1506.

[23]Poon ASY,O'Driscoll S,Meng TH.Optimal frequency for wirelesspower transmission into dispersive tissue[J].IEEE Trans Antenn Propag,2010,58(5): 1739-1750.

[24]Wang G,Liu W,Sivaprakasam M,et al.A dual band wireless power and data telemetry for retinal prosthesis[J].28th IEEE EMBS,2006: 4392-4395.

[25]Zhou M,Yuce MR,Liu W.A non-coherent DPSK data receiver with interference cancellation for dual-band transcutaneous telemetries [J].IEEE J Solid-stat Circuit,2008,43(9): 2003-2012.

[26]Wang G,Wang P,Tang Y,et al.Analysis of dual band power and data telemetry for biomedical implant[J].IEEE Trans Biomed Circuit Syst,2012,6(3): 208-215.

[27]Ghovanloo M,Atluri S.A wide-band power-efficient inductive wireless link for implantable microelectronic devices using multiple carriers[J].IEEE TCAS-I,2007,54(10): 2211-2221.

[28]Charles CT.Wireless data links for biomedical implants: current research and future directions[C].IEEE BIOCAS,2007: 13-16.

[29]Harisson R,Watkins P,Kier R,et al.A low-power integrated circuit for a wireless 100-electrode neural recording system[J].IEEE J Solid-Stat Circuit,2007,42(1): 123–133.

[30]Ghovanloo M,Najafi K.A Wireless Implantable Multichannel Microstimulating System-on-a-Chip With Modular Architecture[J].IEEE Trans Neur Syst Rehabil Eng,2007,15(3): 449-457.

[31]Tang Z,Smith B,Schild JH,et al.Data transmission from an implantable biotelemeter by load-shift keying using circuit configuration modulator[J].IEEE Trans Biomed Eng,1995,42(5):524-528.

[32]Coulombe J,Sawan M,Gervais JF.A highly flexible system for microstimulation of the visual cortex: design and implementation[J].IEEE Trans Biomed Circuit Syst,2007,1(4): 258-269.

[33]Simard G,Sawan M,Massicotte D.High-speed OQPSK and efficient power transfer through inductive link for biomedical implants[J].IEEE Trans Biomed Circuit Syst,2010,4(3): 192-200.

[34]Piedade M,Gerald J,Sousa LA,et al.Visual neuroprosthesis: a non invasive system for stimulating the cortex[J].IEEE TCAS-I,2005,12: 2648-2662.