基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器

申 晶 张晓林

(北京航空航天大学 电子信息工程学院，北京100191)

目前，无线通信设备正朝着重量轻、体积小、功耗低、成本低的方向迅速发展，对于导航接收机等便携式电子设备，也需要低电压低功耗电路来延长电池的使用寿命，并减小系统散热带来的压力，以保证系统长时间的稳定工作.随着深亚微米集成电路的迅猛发展，CMOS晶体管特征尺寸和栅氧厚度不断减小，过驱动电压也不断降低，使得低电压低功耗的设计成为可能.

射频前端将天线接收到的信号进行放大、混频和模数转换，完成射频信号到基带信号的转换.混频器是其中的重要组成部分，完成系统的频率转换功能，线性度、转换增益、噪声和功耗等是混频器的关键性能参数，直接影响着整个接收机的性能.这些性能参数之间互相影响互相制约，实现低功耗通常要以影响其他性能为代价，如何寻求一个折衷方案成为近年来设计的难点.

本文设计了一种超低电压超低功耗的混频器，并改善了混频器的转换增益、线性度和噪声性能，可用于卫星导航双系统兼容接收机.

1 电路设计与分析

双平衡Gilbert混频器电路结构简单，目前应用最为广泛.传统的Gilbert混频器见图1，由跨导级(M1，M2)、开关级(M3～M6)和负载电阻堆叠于电源(Vdd)和地(GND)之间.跨导级将射频输入电压信号转化成电流，开关级通过交替打开、关闭MOS管实现频率转换.

图1 传统的Gilbert混频器

在传统的Gilbert混频器中，所有的直流电流都流过跨导级、开关级和负载级.跨导级和开关级的晶体管分别需要一定的开启电压，而负载电阻也将消耗一定的直流压降，因而往往需要较高的电源电压.如果采用低电源电压，这种结构不能保证所有的管子都工作在饱和区［1］.

采用折叠结构可适当降低电源电压［2］，然而MOS晶体管的阈值电压并不会随着电源电压的降低而降低，仍然会限制低电压的实现［3］.而且为了保证混频器性能，通常需要从电源汲取较大的工作电流，从而不利于实现低功耗［4］.

图2 基于衬底偏置的电流复用混频器

此外，传统Gilbert混频器的转换增益和线性度的改善通常通过增大输入跨导级的电流来实现.但是如此，开关级电流增大，会增大开关级的噪声贡献;负载级的电流增大，会消耗电压裕度，也会增加电阻的噪声贡献［5］.

可见，传统的Gilbert混频器在转换增益、线性度、噪声和电压裕度的设计上存在着矛盾，且很难实现低电压低功耗设计.

针对上述问题，提出一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器.通过电流复用技术，增大跨导级的电流，而不增加开关级和负载电阻的偏置电流，使得在提高转换增益和线性度的同时不带来噪声性能的恶化和消耗更多的电压裕度;采用折叠结构，减少电源和地之间堆叠的管子数目，同时对跨导级采用自偏置结构，可大大降低电源电压;同时对电路中所有MOS管采用衬底偏置技术，减小了MOS管的阈值电压，实现了超低电压超低功耗的设计.

本文设计的混频器电路结构如图2所示，M1～M4为射频跨导级，其中M3，M4构成自偏置结构，对跨导级注入电流，M5～M8为开关级，R7，R8构成负载级.

1.1 电流复用技术

电流复用混频器和传统的Gilbert混频器相比，可降低转换增益、线性度和噪声性能之间折衷设计的难度.混频器的转换增益可表示为［6］

其中，Δ是本振信号经开关级打开和关闭的时间间隔;fLO是本振信号频率;gm是混频器的跨导级晶体管跨导;RL为负载电阻阻值.

可见，增加跨导级的电流偏置，可以提高gm，从而提高混频器的转换增益.此外，混频器的线性度也可以通过增大跨导级电流来实现.

而混频器输出的闪烁噪声为

其中，I为开关管的偏置电流;S，T和Vn分别是本振信号的斜率、周期和幅度.可见，混频器的开关管偏置电流越小，其闪烁噪声越小.

采用电流复用技术，如图3a所示，可以通过PMOS管M2对M1进行电流注入，IRF=ILO+IP，其中，IRF为跨导级偏置电流;ILO为流经开关管的电流;IP为M2注入的电流.通过调整IP的大小，可以增加跨导级偏置电流，从而增加转换增益和提高线性度;同时可以减少流经开关级的电流，减小混频器的闪烁噪声.

然而由于M2的晶体管阻抗接交流地，部分射频信号会通过M2泄露到交流地，造成射频信号的损失.因此可将PMOS晶体管进一步用于放大射频信号［7］，和NMOS管接成互补跨导结构，如图3b所示，这种结构下的总跨导为Gm=gmp+gmn，其中gmp和gmn分别为PMOS管和NMOS管的跨导，有利于进一步提高转换增益.

图3 应用电流复用技术的混频器跨导级

1.2 自偏置的互补跨导结构

由图2可见，本文中混频器中的开关级、负载级和跨导级构成折叠结构，使得电源与地之间堆叠的晶体管数目降低，从而电源电压只受到跨导级直流工作点的限制.

首先分析图3b中的普通互补跨导结构，最小电源电压为

其中，Vt为晶体管的阈值电压;Vovn为NMOS管的过驱动电压;Vovp为PMOS管的过驱动电压.在0.18 μm工艺下，Vt的典型值为0.5 V左右.可见，这种结构最小电源电压也要大于1 V.

本文中混频器进一步采用自偏置的互补跨导结构［8］，见图4，对 PMOS 管进行自偏置，使其栅漏极电压一致，如此，NMOS管的过驱动电压Vovn=Vrf-Vt，PMOS管的过驱动电压Vovp=Vdd-VA-Vt，而VA＞Vrf-Vt，从而可分析出最小电源电压为

对比式(3)和式(4)，可见自偏置的互补跨导结构可大大降低电源电压.此外，这种结构引入了电阻反馈，且PMOS管总是工作在饱和区，其性能对工艺变化较为不敏感，可增加设计的稳定性.

图4 自偏置的互补跨导结构

1.3 衬底偏置技术

为了进一步降低电源电压，由式(4)可见，可以采用降低MOS管阈值电压的方法.衬底偏置技术可实现这一功能［9-11］.其原理为:在MOS管的栅极和源级之间加上足够大的固定电压，以形成反型层.当衬底和源级之间的电压发生变化时，衬底和沟道间的耗尽层厚度将发生改变，进而改变沟道反型层的厚度，从而影响沟道电流的大小.

在加入衬底偏置电压之后，晶体管的阈值电压变成:

其中，φF为衬底费米电势;VT0为界面的电子浓度等于p型衬底的多子浓度时的栅压;γ为体效应系数，典型值在0.31/2和0.41/2之间.可以看出，可通过VBS的调节，改变晶体管的阈值电压.仿真验证，当VBS为0.4 V时，晶体管的阈值电压下降至0.4 V左右，从而便于低电压电路的实现.

此外，衬底偏置的晶体管在饱和时的跨导为

相对于普通的栅极驱动晶体管，衬底偏置的晶体管跨导更大，更易于实现较高的转换增益.

2 仿真结果

本文中混频器的版图如图5所示，在所有的pad添加ESD(Electro-Static Discharge)保护，尺寸为460 μm ×400 μm.版图设计中，将沟道较宽的MOS管拆分成小单元并联，并采用交叉对称结构以更好地匹配电路.此外，对整体版图采用双层电源环保护，减小信号串扰和衬底噪声影响.

图5 基于衬底偏置的电流复用混频器版图

文中采用SMIC 0.18 μm 1P6M CMOS工艺射频库模型，使用Cadence Spectre RF仿真器进行仿真.电源电压仅为 0.6 V，射频输入频率为1575 MHz，功率为 -80 dBm，本振输入频率为1400 MHz，功率为-7 dBm.表1为本文中混频器与其他混频器的主要性能参数对比，从中看出本文中的混频器实现了超低电压超低功耗的设计.

图6为本文中混频器的转换增益仿真曲线，可以看出混频器实现了6.1 dB的转换增益，1 dB压缩点为-16.67 dBm，说明该混频器具有合适的转换增益和良好的线性度.图7为本文中混频器的噪声系数仿真曲线，可以看出其噪声系数为14 dB，说明该混频器具有良好的噪声性能.

表1 本文中混频器与参考文献对比

图6 本文中混频器的转换增益仿真曲线

图7 本文中混频器的噪声系数仿真曲线

3 结束语

本文采用折叠结构和自偏置的跨导互补结构，利用电流复用技术和衬底偏置技术，设计出一种超低压超低耗的混频器.该混频器具有良好的变频增益、线性度和噪声性能，并具有超低压低功耗的特点，可广泛应用于航空航天领域中的射频接收机及相关电子系统.

References)

［1］ Vidojkovic V，van der Tang J，Leeuwenburgh A，et al.A low-voltage folded-switching mixer in 0.18 μm CMOS［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2005，40(6):1259-1264

［2］宋丹，张晓林，夏温博.低压CMOS折叠共源共栅混频器的设计［J］.北京航空航天大学学报，2008，34(12):1452-1455 Song Dan，Zhang Xiaolin，Xia Wenbo.Design of low voltage CMOS folded-cascode mixer［J］.Journal of Beijing University of Aeronautics and Astronautics，2008，34(12):1452-1455(in Chinese)

［3］ 宋丹，张晓林.一种超低压超低耗NMOS衬底偏置混频器［J］.北京航空航天大学学报，2009，35(4):480-484 Song Dan，Zhang Xiaolin.Ultra-low voltage ultra-low power NMOS bulk-biased mixer［J］.Journal of Beijing University of Aeronautics and Astronautics，2009，35(4):480-484(in Chinese)

［4］ Shen Dongjun，Li Zhiqun.A 2.4 GHz low power folded downconversion quadrature mixer in 0.18- μm CMOS［C］//2011 International Conference on Wireless Communications and Signal Processing.Nanjing:IEEE，2011:1-4

［5］ Darabi H，Abidi A A.Noise in RF-CMOS mixers:a simple physical model［J］.IEEE Transactions on Journal of Solid-State Circuits，2000，35(1):15-25

［6］ Park J，Lee C H，Kim B S，et al.Design and analysis of low flicker-noise CMOS mixers for direct-conversion receivers［J］.IEEE Transactions on MicrowaveTheoryand Techniques，2006，54(12):4372-4380

［7］ Jiang Mei，Zhang Xing，Liu Shan，et al.Low voltage，low power，downconversion folded-switching mixer with current-reuse technology［C］//2011 International Conference of Electron Devices and Solid-State Circuits.Tianjin:IEEE，2011:1-2

［8］ Chen I C，Yang J R.2 ～13GHz broadband CMOS low voltage mixer with active balun designed for UWB systems［C］//2010 IEEE International Conference of Electron Devices and Solid-State Circuits.Hongkong:IEEE，2010:1-4

［9］ Zain W S W，Prodromakis T，Toumazou C.A bulk-driven ISFET-based chemical mixer［C］//2010 IEEE Biomedical Circuits and Systems Conference.Paphos:IEEE，2010:134-137

［10］ Kuo C L，Huang B J，Kuo C C，et al.A 10 ～35 GHz low power bulk-driven mixer using 0.13μm CMOS process［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008，18(7):455-457

［11］ Wang C Y，Tsai J H.A 51 to 65 GHz low-power bulk-driven mixer using 0.13μm CMOS technology［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2009，19(8):521-523