一种新型超宽带双陷波平面单极子贴片天线设计*

周喜权

(齐齐哈尔大学通信与电子工程学院，黑龙江齐齐哈尔 161106)

1 引言

随着无线通信技术的迅猛发展，信息通信所要求的带宽逐渐增加，超宽带通信成为研究的热点。美国通信委员会于2002年将3.11～10.16 GHz频段作为超宽通信使用，但由于频率覆盖的范围与5.15 ～5.825 GHz的无线局域网(WLAN)和3.4 ～3.6 GHz的全球微波无线互联网络(WMAX)频段的干扰不可避免，解决这种干扰最简单方法是在天线设计上直接产生陷波频段，所以设计超宽带陷波天线具有重要意义。

早期宽频陷波天线是通过将不同频段谐振的窄带天线集成在一起实现多频天线功能［1］。这样设计的天线体积较大，还存在频带间的耦合干扰问题，影响天线性能。2003年，美国工程师Schantz H G提出了具有现代意义超宽带陷波天线的理论。通过在超宽带天线匹配半波长或1/4波长的谐振结构实现对目标频段的“陷波”［2－4］。文献［5］中使用分形谐振贴片，实现了5 GHz附近宽带陷波特性，但分形结构复杂，不利于加工制作。通常情况下，在天线上开缝，可以实现特定频段的陷波功能［6－9］。James R对天线的表面电流分布进行了详细分析，对陷波天线的设计提供了指导与实践作用［7］。

基于以上研究情况，本文设计了一种具有双陷波功能的超宽带天线。通过简单微带馈线输入，并对辐射贴片进行了表面开缝，形成U形和C形缝隙。并对影响天线陷波特性的缝隙尺寸进行了分析和仿真，同时对贴片表面电流分布与缝隙关系进行了仿真分析，提出开缝依据。仿真和实测结果表明，该天线在3.11～10.16 GHz宽频范围内具有良好匹配特性，在5.15 ～5.825 GHz的无线局域网和3.4 ～3.6 GHz的全球微波无线互联网络频段具有良好陷波功能。天线尺寸较小，制作方便，便于集成在电路系统中。

2 天线模型构建

2.1 天线结构

本设计天线采用平面贴片微带馈电设计，经Ansoft HFSS v12软件优化后的天线结构尺寸如图1所示。天线制作在长宽高为33 mm×26 mm×0.74 mm、介电常数为2.2的聚四氟乙烯环氧树脂基板上。介质板正面是椭圆和矩形组成的酒杯贴片，在椭圆贴片的底部开有三对对称缝隙，其间距为0.5 mm，缝宽为0.5 mm，长度分别为 2.56 mm、2.15 mm、1.39 mm，目的是增加天线电长度，满足超宽带天线频段要求和天线尺寸减小目的。背面是被切角的矩形接地板，切角目的是调整输入阻抗带宽。天线采用特性阻抗为50 Ω的微带线馈电。

图1 天线结构Fig.1 Antenna structure

2.2 天线陷波工作原理

从上面分析中可知，在超宽带天线上实现陷波功能较简单方法是采用在辐射贴片上开规则缝隙，缝隙规则性主要是便于调试陷波频点。由于天线辐射电流主要分布于贴片的边缘和馈电附近，所以将U形缝放置在贴片边缘附近，而C形缝放置在贴片馈电附近。图1为具有双陷波结构天线，缝隙宽度为0.4 mm，各自的长度满足相应陷波中心频率谐振要求，其相应长度的改变影响各自谐振频点位置。

通常来说，两缝隙的长度为相应陷波频段中心频率对应的波长的一半，U形槽和C形槽的长度L可由公式(1)估算初始数据:

其中，f0为陷波中心频率，c为光速，εr为介质板相对介电常数。通过优化得到对应U和C形槽的长度分别为35.6 mm和19.88 mm，对应的中心频率分别为3.5 GHz和5.5 GHz。

这种开缝实现陷波原理可以理解为将天线视为一组谐振频率互为接近的RLC谐振电路的串联［10］，如图2 所示［9］，其电路等效输入端阻抗 Zr，见公式(2)。

图2 UWB天线等效电路Fig.2 Equivalent circuit of UWB antenna

当传输线特性阻抗Z0满足宽频内各谐波产生的等效输入阻抗Zr匹配要求时，天线辐射在超宽带范围内，这时天线辐射面电流主要分布于天线四周和与地板临近的区域，图3为8 GHz谐波电流分布。但当输入频率为陷波中心频率3.5 GHz时，其对应的谐振电路谐振最强，其他变小，这时对应的天线谐振面电流分布于U形缝隙周围，如图4(a)所示。它改变了天线辐射电流分布，使等效输入电流发生变化，导致等效输入阻抗发生变化，与传输线特性阻抗失配，使对应该频率的入射波产生强反射，从而产生3.5 GHz的陷波频率。同理，输入陷波中心频率为5.5 GHz时，其C形缝周围谐振面电流最强，其他谐波都较弱，如图4(b)所示，这时输入等效阻抗与传输线特性阻抗失配，从而产生5.5 GHz陷波频率。

图3 f0=8 GHz天线辐射面电流分布Fig.3 Surface current distribution of antenna radiation at f0=8 GHz

图4 3.5 GHz和5.5 GHz天线辐射面电流分布Fig.4 Surface current distribution of antenna radiation at 3.5 GHz and 5.5 GHz

总之，陷波谐振电流产生在缝隙周围，沿缝隙流动，相当天线线电流分布，而线电流谐振长度为谐振频率对应波长的一半，所以公式(1)的缝隙长度L计算是选择辐射贴片谐振频率对应波长的一半。

3 陷波特性仿真与分析

3.1 天线电气性能仿真结果分析

辐射贴片上没有开U和C形缝隙时其模型的端口驻波比(VSWR)曲线如图5所示，可见天线在VSWR＜2的端口驻波比带宽为3.01～11.65 GHz，包含UWB工作频段。

图5 没有陷波下端口驻波比与频率关系曲线Fig.5 Port VSWR with frequency curves in no notch

当在天线上开有U形和C形缝隙时，通过仿真研究得到端口驻波比在VSWR＞2的两个频段陷波谐振点，其中的U形缝对应的陷波低频段为3.4～3.6 GHz，而 C 形 缝对应的陷波高 频 段4.61 ～5.97 GHz，如图6 所示。

图6 有陷波下端口驻波比与频率关系曲线Fig.6 Port VSWR with frequency curve in notch

天线在7 GHz和10 GHz频率下远场辐射如图7(a)和(b)所示，从两种频率下平面辐射方向图可知E面图与偶极子辐射图分布趋势相同，随频率增加略有畸变;而H面方向图基本保持全向分布，但随着频率升高也略有畸变。整个UWB频段基本保持方向图分布的稳定，满足超宽频天线设计要求。

图7 7 GHz和10 GHz的E面和H面方向图Fig.7 E －plane and H －plane pattern at 7 GHz and 10 GHz

3.2 天线参数功能仿真分析

影响两陷波谐振点位置因素很多，但主要是两缝隙的大小和相对位置。由于U形和C形缝隙间距较近，有一定电磁互耦产生，所以调整它们尺寸与位置时将对两个陷波频率均有影响。下面分别对影响两陷波的主要参数进行仿真分析。

(1)U形槽长度l22对陷波谐振频率的性能影响

如图8所示，U形长度l22不同对两陷波谐振频率都有影响，越长越向低频移动，符合公式(1)变化规律，所以调整l22长度可以同时控制两个谐振频率点陷波位置。

(2)C形槽半径r3对陷波谐振频率影响

由图9可知，C形半经r3大小主要影响5.15～5.825 GHz高频陷波点，对低频陷波点影响较小，r3越小越向高频扩展，同样符合公式(1)变化规律，所以通过调整r3可控制该陷波频率位置。

图9 C形槽半径r3对天线性能影响Fig.9 Effect of radius r3 of C type on antenna performance

(3)C形槽垂直位置变化对陷波谐振点的影响

如图10所示，随着C形缝隙在垂直位置x2增加，也即垂直向下移动，两陷波频率都向低频移动，说明两缝隙相对间有互耦现象，所以通过改变x2也可控制两陷波频率位置。

图10 C形槽位置x2变化对天线性能影响Fig.10 Effects of position x2 of C type on antenna performance

4 实验结果分析

本文设计的天线使用了HFSS公司的高频仿真软件进行了仿真，确定了天线的尺寸，在此基础上加工出来天线实物如图11所示。使用矢量网络分析仪对天线端口相应频率点的驻波比进行了测量，得出了所需的实验结果与仿真比较图如图12所示。与仿真结果相比，天线工作的起始频率有所上升，在两个的陷波频段有些偏移，阻带中心频率处的驻波比减小，但也在可使用的范围内。出现这些偏差是由天线实物在加工和端口焊时出现一定误差引起的，不过总体上讲，此结果和仿真得到的结果基本吻合。

图11 实物天线Fig.11 Photo of the designed antenna

图12 仿真与实测驻波比曲线Fig.12 Simulated and measured VSWR curve

5 结论

本文设计出带有陷波功能的超宽带单极子天线。通过在酒杯形辐射贴片上嵌入U形和C形两种形状缝隙，实现了在频率5.15 ～5.825 GHz和3.4～3.6 GHz上的陷波宽频天线要求。该天线具有超宽带优势的同时，避开了无线局域网和全球微波无线互联网络频段的干扰。在整个UWB频段内，有良好的辐射和方向图稳定特性，在最大辐射方向最大可达8.29 dB的增益。由于天线较小，两陷波缝隙距离较近，有互耦作用，导致两陷波频率调整时互相影响，但经仿真优化基本实现所要求目标，可以实现超宽带下实现双陷波功能通信要求。

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