一种高效隔离的双向DC/DC变换器

颜湘武，杨利鸣，梁宵，赵慧超，张波

(华北电力大学 新能源电力系统国家重点实验室，北京102206)

0 引 言

双向DC/DC 变换器(Bi-directional DC/DC Converter，BDC)是直流变换器的双象限运行，在输入、输出电压极性不变的情况下，其输入、输出电流的方向可以改变，即可实现能量的双向传输，在功能上相当于两个单向直流变换器，是典型的“一机两用”设备［1～3］。与采用两套单相的DC/DC 变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向DC/DC 变换器由同一个变换器实现能量的双向传输，使用的总体器件数目少，可以更加快速地进行两个方向功率传输的切换，同时具有效率高、体积小、动态性能好、成本低等优势。在需要双向能量流动的场合可大幅度减轻系统的体积重量及成本，有重要研究价值。双向DC/DC 变换器在航天、航空电源，分布式电源，电动汽车车载电源，不间断电源(UPS)，蓄电池储能充放电系统以及移动发电系统等领域有着广阔的应用前景。

本文首先分析了传统隔离式双向DC/DC 变换器各种拓扑结构的优缺点，在此基础上提出了一种新颖的基于LLC 谐振的双向DC/DC 变换器拓扑。与传统的变换器相比，该拓扑具有电路结构简洁对称、系统成本低、损耗低、工作效率高，能够在全负载范围内实现软开关等特点。其次，本文介绍了该拓扑的电路构成，详细分析了电路的工作原理和设计，最后给出了相应的仿真和实验结果。

1 传统的隔离式软开关双向DC/DC变换器

一般来说，双向DC/DC 变换器可分为隔离式和非隔离式2 种［4］。其中隔离式双向DC/DC 变换器应用较多，电路拓扑有多种变化形式，前人在这一领域也做了不少研究成果。

在几类典型的隔离式软开关双向DC/DC 变换器电路拓扑中，有源缓冲器(Active Snubber)类双向DC/DC 变换器通过引入额外的辅助有源开关和辅助谐振网络在主开关管开通或关断之前工作一段时间，使主开关管工作于软开关状态，优点是器件的电压应力较小、器件的开关损耗低［5］。但是开关管关断时仍有电压过冲，导通时有超过正常值较多的谐振电流纹波，此外，此类变换器需要的辅助开关管数目较多，而且往往辅助管工作为硬开关或软开关的条件不理想。

有源钳位(Active Clamp)类双向DC/DC 变换器通过加入有源钳位支路有效地将主开关管关断后的电压钳位，去除了电压过冲和振荡，减小了器件的电压应力，而且在一定条件下也可实现软开关［6］。其缺点是，正向工作时因有源钳位工作方式引起的变换器电流应力较大，通态损耗高;反向工作时，辅助钳位开关工作于硬开关状态［7］。

PWM 零电压开关桥式双向DC/DC 变换器利用储能电感或隔离变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关［8］，不足之处是变换器存在较大的内部循环能量，影响变换器能量变换效率的提高，尤其是在轻载时变换器难以实现软开关工作［9，10］。

移相PWM 零电压开关桥式双向DC/DC 变换器通过相移控制实现软开关，优点是控制简单，恒频控制，而且一般不用增加辅助器件即可实现软开关［11，12］，变换器中器件的电压电流应力较小，较适于高压场合，利用储能电感或隔离变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关。同样，不足之处也是变换器存在较大内部循环能量，在轻载时变换器难以实现软开关工作［13，14］。

谐振类双向DC/DC 变换器中谐振的应用消除了变换器工作中开关器件开关过程的电压和电流二者交叠现象，降低了开关器件的开关损耗［15］，但需要变频工作，使得变换器的滤波器及闭环控制器的优化设计困难，变换器也存在电压、电流应力大等缺点。目前多数谐振类DC/DC 变换器主要应用于中小功率场合［16］。

2 双向LLC 谐振DC/DC 变换器

2.1 主电路拓扑

LLC 谐振式双向DC/DC 变换器的对称拓扑结构是指在高频变压器的两侧采用结构相同的对称半桥LLC 谐振变换器。当高频变压器一侧的半桥LLC 谐振变换器工作在高频逆变方式时，另一侧的半桥LLC 谐振变换器则工作在高频整流方式，并且控制电路可根据功率变换需要指定高频变压器任意一侧的半桥LLC 谐振变换器为高频逆变工作方式。因此，变换器整体能够分时实现功率的正向或逆向传输，其拓扑结构如图1 所示。

图1 LLC 谐振式双向DC-DC 变换器对称拓扑结构Fig.1 The LLC resonant BDC electrical symmetric topology

2.2 双向LLC 谐振变换器的工作原理

LLC 谐振式双向DC/DC 变换器是由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，根据功率变送方向的不同，分为正向、逆向功率变换两种情形。因其具有对称的电路拓扑结构，本文仅对正向功率变换的网络结构进行详细地介绍。

正向变换是功率从端口1 -1′向端口2 -2′方向变送，此时，半桥LLC 谐振变换器的开关网络、谐振网络以及整流器-负载网络分别是指:

(1)开关网络如图2 所示实线部分，由反并联快恢复二极管VD11的开关管V11与反并联快恢复二极管VD12的开关管V12串联，并与电源Udc1以及滤波电容C10并联构成功率正向传输时的开关网络。在功率变换时，开关管V11和V12互补导通，同时适当考虑开通延时时间。

(2)谐振网络如图3 所示实线部分，由分体谐振电容C11和C12、谐振电感L11、高频变压器激磁电感Lm以及谐振电感电压钳位二极管VD13，VD14，谐振电容电压钳位二极管VD15，VD16共同构成功率正向传输时的谐振网络。

(3)整流器-负载网络等效的谐振负载如图4 所示实线部分，由二极管VD21，VD22串联构成一相整流桥臂，和VD23，VD24串联构成另一相整流桥臂，两相桥臂并联组成高频整流全桥，用于功率正向传输时的功率变换时二次整流电路，并联电容C20为滤波电容，电压源Udc2为充电负载，经高频变压器阻抗变换后，共同组成功率正向传输时整流器-负载网络等效的谐振负载。

图2 端口1 -1′向端口2 -2′方向功率变送时变换器的等效开关网络Fig.2 The equivalent switching network of the converter when the power flow is transferred from the port 1 -1′ to the port 2 -2′

综合考虑端口1 -1′与端口2 -2′之间功率的双向变换需要，高频变压器两侧的开关网络、谐振网络以及整流器- 负载等效网络设计为对称结构，各元件采用复合功能设计。当高频变压器一侧的开关网络、谐振网络起作用时，另一侧的开关网络、谐振网络自动演化为整流器-负载网络，两侧网络一同构成完整的LLC 谐振变换器，实现该方向的功率变换;由于结构完全对称，逆向也成立，当进行逆向变换时，拓扑结构将自动重构，组成逆向LLC 谐振变换器，实现逆向的功率变换。

图3 端口1 -1′向端口2 -2′方向功率变送时变换器的谐振网络Fig.3 Fig.3 The resonant network of the converter when the power flow is transferred from the port 1 -1′ to the port 2 -2′

图4 端口1 -1′向端口2 -2′方向功率变送时变换器的谐振等效负载Fig.4 The equivalent resonant load of the converter when the power flow is transferred from the port 1 -1′ to the port 2 -2′

最终LLC 谐振式双向DC/DC 变换器电气对称拓扑结构图如图1 所示。在该电路结构中LLC谐振变换器工作的原理是:谐振网络和负载串联构成一个分压器，LLC 串联谐振变换器的基本电路和谐振等效电路，调制开关管的工作频率，那么谐振回路的阻抗也将改变，负载上的电压也改变，从而通过开关频率调制方法实现对负载电压的调节。

2.3 双向LLC 谐振变换器的特点

提出的LLC 半桥谐振式双向DC/DC 变换器电气对称结构电路设计方案，在空载至满载全范围内实现ZVS 工作模态，有效地降低了开关损耗，减缓了开关的暂态过电压和暂态过电流，从方法上避免了采用ZVS 桥式移相PWM 变换方式或ZVS 桥式PWM 变换方式常常出现的滞后臂难以实现软开关工作的难题;采用谐振电容拓扑结构模式，与采用单个谐振电容的拓扑结构相比，分体谐振电容结构方式下，电容的输入电流纹波和均方根值较小，谐振电容处理的均方根电流仅为单个谐振电容的50 %，且所用电容的电容量仅为单个谐振电容的50 %。

谐振电感采用二极管钳位保护电路，在谐振变换侧，钳位二极管可以作为谐振网络中谐振电感的简单、廉价的过电压保护，同时在输出侧，对称的电感电压钳位二极管自动转换为单相全桥整流器的一条整流臂，并将输出侧此时不用的谐振电感从主电路上分离出去，避免在输出侧回路产生大的内阻抗压降。谐振电容采用二极管钳位电路，在谐振逆变工作状态时，高频变压器谐振侧的钳位二极管可以作为谐振网络中谐振电容的简单、廉价的过电压保护，同时在输出整流侧，对称的、与电容并联的钳位二极管钳位电路可以有效地抑制输出整流回路可能出现的LC 谐振现象。

综上所述，提出的双向LLC 谐振变换器拓扑实现了高效、隔离、双向DC/DC 功率变换，有效地提高了变换器的变换效率、功率密度和动态性能，减小了变换器的体积和重量，降低了谐振元件的电气应力，改善了变换器的电磁兼容性。

3 双向LLC 谐振变换器的设计

双向LLC 谐振变换器的参数设计原理同单向LLC 谐振变换器的参数设计。单向LLC 谐振变换器的基本原理、等效模型的推理和参数设计有详细的资料可参考，这里不再赘述。

LLC 谐振变换器参数设计要求如下:a.输入电压为直流480 V ～580 V;b.输出电压为直流400 V，输出电流为0 ～12.5 A;c.额定输出功率为5 kW。

3.1 变压器变比的设计

当开关频率工作在谐振变换器的上谐振点时，谐振变换器的直流增益为1，并且与负载无关［17］。LLC 谐振变换器有两个谐振频率，即下谐振频率fr2和上谐振频率

为使变换器工作在fr2和fr1之间，通常将最高输入电压时工作频率固定在串联谐振频率fr1上［19］，此时直流增益最小，且增益M =1，所以

解得:n = 0.725

3.2 直流增益的计算

当输入电压最小时增益M 最大，所以最大增益:

所以最大直流增益:

考虑直流增益需要15 %裕量，所以峰值增益:

3.3 副边等效阻抗的计算

设负载阻抗为RL，等效到变压器原边后的等效阻抗为则

选择k=4，查品质因数Q 与峰值增益的特性曲线，得到品质因数Q=0.43，所以等效阻抗为

3.4 谐振电容Cs、谐振电感Ls 和激磁电感m的计算

实验设定fr1取35 kHz，则

4 仿真结果及分析

依据上述设计原理和设计参数，采用PSPICE软件建模仿真，分别得到的重载和轻载时的电压和电流波形。

重载时输出电压Vo的波形如图5 所示。谐振电流IL11和激磁电流ILm的波形如图6 所示，谐振电流为正弦波，谐振电流呈感性，原边开关管实现了零电压开关。副边整流二极管电流IVD21和IVD22的波形如图7 所示，由图可以看到，副边二极管实现了零电流开关。

图5 重载时输出电压Vo 的波形图Fig.5 The waveform of the output voltageVoat heavy load in the maximum input voltage forward mode

图6 重载时谐振电流IL11 和激磁电流ILm 的波形图Fig.6 The waveform of the resonant current IL11 and ILm at heavy load in the maximum input voltage forward mode

图7 重载时副边整流二极管电流IVD21 和IVD22 的波形图Fig.7 The waveform of the rectifier diodes IVD21 and IVD22 on the rectifier side at heavy load in the maximum input voltage forward mode

轻载时输出电压Vo的波形如图8 所示。谐振电流IL11和激磁电流ILm的波形如图9 所示，从图6和图9 中可以看出重载时谐振电流IL11为标准的正弦波而轻载时谐振电流IL11不再为标准的正弦波，这是因为最高输入电压满载时变换器工作在串联谐振频率fr1，而最低输入电压满载时变换器工作在fr2＜fs＜fr1区域。由图9 我们清楚的看到，谐振电流呈感性，原边开关管实现了零电压开关。副边整流二极管电流IVD21和IVD22的波形如图10 所示，由图可以看出，副边二极管实现了零电流开关。

图8 轻载输出电压Vo 的波形图Fig.8 The waveform of the output voltage Vo at light load in the maximum input voltage forward mode

图9 轻载时谐振电流IL11 和激磁电流ILm 的波形图Fig.9 The waveform of the resonant current IL11 and ILm at light load in the maximum input voltage forward mode

图10 轻载时副边整流二极管电流IVD21 和IVD22 的波形图Fig.10 The waveform of the rectifier diodes IVD21 and IVD22 on the rectifier side at light load in the maximum input voltage forward mode

基于FSFR2100 设计实现300 W，336 V/24 V的双向DC/DC 变换器样机，并在功率正向变换模态下，分别得到的重载和轻载时的实验结果，实验运行结果如下。如图11 所示，在重载及轻载情况下，输出电压Vo均能稳定的保持在24 V。从图12、图13 中可以看出最高输入电压满载和轻载时，谐振电流IL11均呈感性，原边开关管实现了零电压开关，副边二极管实现了零电流开关。实验结果跟仿真波形基本一致，证明了拓扑结构的可行性和正确性。

综上所述，谐振网络在轻载与重载全范围内工作性能良好，达到了设计要求。

图11 重载和轻载时输出电压Vo 的波形图Fig.11 The waveform of the output voltage Vo at heavy and light load in the maximum input voltage forward mode

图12 重载时谐振电流IL11 的波形图Fig.12 The waveform of the resonant current IL11 at heavy load in the maximum input voltage forward mode

图13 轻载时谐振电流IL11 的波形图Fig.13 The waveform of the resonant current IL11 at light load in the maximum input voltage forward mode

5 结 论

本文在分析了传统隔离式双向DC/DC 变换器各种拓扑的优缺点的基础上，基于隔离，高效，高功率密度的要求，提出了一种LLC 谐振式双向DC/DC 变换器的对称拓扑结构，总结提出了LLC谐振式双向DC/DC 变换器的参数设计方法。通过仿真和实验结果分析可见，LLC 谐振双向变换器工作在ZVS-ZCS 软开关状态，实现了原边的零电压开关和副边的零电流开关，减小了损耗，提高了效率，并有效降低了电磁干扰。

［1］张方华.双向DC-DC 变换器的研究［D］.南京:南京航空航天大学，2004.

［2］张方华，朱成花，严仰光.双向DC-DC 变换器的控制模型［J］.中国电机工程学报，2005，25 (11):46 -49.

［3］张方华，严仰光.变压器匝比不同的正反激组合式双向DC-DC 变换器［J］.中国电机工程学报，2005，25 (14):57 -61.

［4］童亦斌，吴峂，金新民，等.双向DC/DC 变换器的拓扑研究［J］.中国电机工程学报，2007，27(13):81 -86.

［5］方如举.一种新型双向DC-DC 变换器的研究［D］.合肥:合肥工业大学，2006.

［6］K.Wang，C Y Lin，L Zhu，et al.Bi-directional DC to DC Converters for Fuel Cell Systems ［J］.IEEE Power Electronics in Transportation，1998，(13):47 -51.

［7］陈刚.软开关双向DC-DC 变换器的研究［D］.杭州:浙江大学，2001.

［8］Ma Gang，Qu Wenlong，Liu Yuanyuan，et al.A Novel Soft Switching Bi-directional DC/DC Converter ［C］ //Proceedings of the Eighth International Conference on Electrical Machines and Systems，2005，(2):1075 -1079.

［9］Eun-Soo Kim，Kee-Yeon Joe，Hae-Young Choi，etal.An Improved Soft Switching Bi-directional PSPWM FB DC/DC Conv-erter ［C］ // Proceedings of the 24thAnnual Conference of the IEEE，1998，(2):740 -743.

［10］Chan，H L，Cheng K W E，Sutanto D.Bidirectional Phase-shifted DC-DC Con-verter ［C］ //IEEE Electronics Letters lstApri-l 1999，35 (7):523 -524.

［11］R.W.Dedoncker，D.M.Divan，and M H.Kheraluwala.Power Conversion Apparatus for DC/DC Conversion Using Dual Active Bridges ［J］.U.S.Patent 5 027 264，1991.

［12］M H.Kheraluwala，and R W Gascoigne.Performance Characterization of A High-power Dual Active Bridge DC-to-DC Converter ［J］.IEEE Transactions on Industry Application，28:1294 –1301，Nov./Dec.1992.

［13］Xu Dehong，Zhao Chuanhong，Fan Haifeng.A PWM Plus Phase-shift Control Bidirectional DC-DC Converter［J］.IEEE Transactions on Industry Application，2004，19 (3):666 -675.

［14］许海平.大功率双向DC-DC 变换器拓扑结构及其分析理论研究［D］.北京:中国科学院电工研究所，2005.

［15］B Ray.Bidirectional DC-DC power conversion using quasi-resonant topology ［C］//IEEE 23rdAnnual Power Electronics Specialists Conference，1992:617 -624.

［16］庄元明.双向全桥DC-DC 变换器的研究［D］.南京:南京师范大学，2007.

［17］朱立泓.LLC 谐振变换器的设计［D］.杭州:浙江大学，2006.

［18］陈良亮，尹宏旭，周斌，等.基于变频控制的串联谐振DC/DC 变换器的研究［J］.电工电能新技术，2011，33 (3):6 -9.

［19］方宇，徐德鸿，张艳军.高功率密度LLC 谐振变换器的研究［J］.电力电子技术，2007，41 (8):16-18.

［20］李大伟.LLC 谐振开关变换的研究［D］.南京:南京航空航天大学，2010.