NPC型三电平逆变器SVPWM控制方法及中点电位平衡研究

李 萍，刘国忠

（北京信息科技大学，北京 100192）

0 引 言

近年来，随着我国经济发展，电力机车、冶金、化工、轧钢机械等工业领域对大功率变换装置的使用日益增加，多电平逆变器相对于传统两电平逆变器表现出明显的优势，已受到广泛关注[1-2]。二极管箝位型（NPC）三电平逆变器与两电平逆变器相比，直流侧电压利用率高；输出电压谐波含量少，且可减少输出滤波器整体尺寸；开关频率低，硅损耗小；功率开关器件可使用具有较低反向阻断电压的芯片，反应速度更快，开关损耗更低。逆变器输出性能的优劣不仅取决于其电路拓扑结构，而且取决于调制算法。空间电压矢量脉宽调制技术（SVPWM）直流母线电压利用率较高，易于实现数字化调制，采样周期间矢量可实现平滑切换，减少损耗，减少谐波。通过调节冗余小矢量的作用时间达到抑制直流侧中点电位偏移的目的，简便易行，作用效果明显。

1 NPC型三电平逆变器SVPWM控制策略

1.1 三电平逆变器SVPWM控制基本原理

NPC三电平逆变器电路拓扑结构如图1所示。

图1 NPC型三电平逆变器拓扑结构

图2 参考电压空间矢量示意图

按照一定频率在空间旋转的参考电压矢量为V=r∠θ。当参考电压矢量旋转到某个区域时，系统选择该区域内的3个最近的基本电压矢量，在一定采样周期内各矢量分配作用时间合成参考电压矢量[4]。根据各矢量对应桥臂的开关状态来驱动功率管的通断，并控制各功率管的通断时间。这样逆变器就会输出产生三相互差120°的近似正弦波的阶梯电压。

1.2 三电平逆变器SVPWM控制算法

将基本电压矢量依伏秒平衡法[5-8]拟合参考电压矢量，根据所选取的电压矢量及其作用时间控制相应的功率开关器件动作。该方法包括参考电压矢量位置确定即判断所在扇区和扇区中的区域、开关矢量选择和矢量作用顺序优化、各矢量作用时间计算。

1.2.1 参考电压矢量位置确定

参考电压矢量应落在电压空间矢量图中以中矢量为半径的内切圆内。为了快速利用矢量图中固有的电压矢量合成参考电压矢量，需要确定参考电压矢量所在位置，因此将以矢量图中大、小矢量为边界划分为6个扇区，如图2所示。每个扇区以相邻的3个矢量顶点为边界划分为4个区域，如图3所示。

图3 扇区1内空间电压矢量图

将参考旋转电压矢量角度折算到θ∈（-180°～180°），根据角度大小判断其所在扇区。

1.2.2 开关矢量作用顺序

为使各矢量平滑输出，减少逆变器输出电压的谐波含量和减少开关器件的功率损耗，开关矢量选择及其作用时间确定的基本思想为：所有输出的首发矢量全部采用正小矢量或负小矢量；相邻两矢量切换不能突变，仅相差一相状态；在每个PWM控制周期内，将参考电压用其最近的3个基本电压矢量按照伏秒平衡原理来表示。

1.2.3 开关矢量作用时间

依照伏秒平衡原则列出等式：

表1 扇区II中各区域相应电压矢量作用顺序（负小矢量首发）

式中：Tx、Ty、Tz——在一个采样周期内空间参考电压矢量所在区域内的基本电压矢量Vx、Vy、Vz分别对应的作用时间；

T——采样周期；

Vref——空间参考电压矢量。

以第一扇区D1区域为例，推导作用时间计算式。已知

式中：θ——参考电压矢量Vref的角度；

将 Vx、Vy、Vz、Vref分别带入式（1）得

等式两边实轴与虚轴分量分别相等，则有

从式（4）中得

将 Ty代入式（2）得

其他区域可采用类似方法推导空间矢量作用时间，如表2所示。

参考电压矢量以一定的幅值和频率在空间旋转，在各扇区矢量作用时间都可归一到扇区1的计算方法，这样另外5个扇区电压矢量所对应的作用时间均可按式（1）计算。

表2 第一扇区各区域电压矢量对应作用时间

不同扇区合成参考电压矢量过程中，由于各个区域电压矢量的作用顺序不同，对应区域电压矢量作用时间顺序也有变化，如表3所示。

表3 6扇区中各区域电压矢量作用顺序及相应作用时间

2 三电平逆变器中点电位平衡控制的研究

由于逆变器拓扑结构本身的特点，直流侧两电容的充放电平均电流相等，但电流之间存在相位差，暂态过程不对称；因此，三电平逆变器在能量转换时，直流侧电容上电压不能保持平衡，中点电位发生偏离[9]，这样使得交流侧输出产生谐波，逆变器的输出效率较低，严重影响所带负载工作性能。逆变器中某些开关管所承受的电压上升、直流侧电容电压不均衡都会影响这些元器件的寿命[6]。通过分析零矢量和大矢量对应开关状态对中点电流无影响；小矢量对应的两种冗余开关状态对中点电流呈互补方式影响。由于电压矢量在每个区域中都由小、中、大矢量合成，小矢量对电容充放电作用的效果是互补的，采用实时监测直流侧电容两端电压，根据比较的结果来控制小矢量作用时间的长短，同时弥补中矢量对电容电压波动的影响；因此，保证在一个采样周期中可同时实现小矢量和中矢量对电容电压波动的联合控制，实现中点电位的动态平衡。当中点之上的电容大于中点之下电容电压时，将原伏秒计算的负小矢量作用时间乘以一个较小的调整系数，使其在一个采样周期中作用时间缩短，减缓该矢量或中矢量对中点之下电容造成过度放电的影响；当中点之上的电容小于中点之下电容电压时，原负小矢量作用时间乘以一个较大的系数，使其在一个采样周期中作用时间延长，减缓该矢量或中矢量对中点之下电容造成过度充电的影响，这样可以使中点电位在一个采样周期内达到动态平衡。

图4 NPC三电平逆变器SVPWM控制系统

图5 旋转参考电压矢量扇区判断

图6 m=0.9，50Hz时逆变器输出线电压

图7 m=0.9，50Hz时逆变器输出滤波后三相线电压

图8 m=0.8，30Hz时逆变器输出线电压

3 仿真模型及结果分析

采用Matlab/Simulink仿真软件搭建NPC三电平逆变器调制系统模型，如图4所示。三相电源电压为380V/50Hz，直线侧母线电容为1000μF，采样周期为0.5μs。图5为50Hz的空间参考电压矢量，在一个周期中检测其逆时针旋转经过 5，6，1，2，3，4 扇区，且周而复始。当调制比为0.9，参考电压矢量频率为50Hz时，逆变器输出线电压波形如图6所示。经过电容滤波，可得到只含基波频率的线电压如图7所示。图8～图10分别为不同频率的参考电压，在不同调制比下逆变器输出的线电压，输出的线电压频率与参考电压频率一致，随着调制比的不同输出电压幅值也不同，调制比越小输出电压幅值越小。仿真模型中三相整流输出电压的一半作为理想直流侧母线中点电位。实验中分别采用带中点电位平衡控制方法和无此控制方法进行测试，其输出波形如图11和图12所示。通过比较可以看出，带中点电位平衡控制方法的直流侧母线电容两端电压均衡，接近理想的中点平衡电压，而没有采用此方法的电容两端电压不均衡，偏离理想中点电位，导致实际电容中点电位出现偏移。

图9 m=0.7，10Hz时逆变器输出线电压

图10 m=0.5，10Hz时逆变器输出线电压

图11 带直流母线电容中点电位平衡策略的直流侧母线中点电压及两电容电压

图12 无直流母线电容中点电位平衡策略的直流侧母线中点电压及两电容电压

4 结束语

建立仿真模型，调试系统参数，仿真结果表明，采用SVPWM调制方式可以使逆变器输出5个电平的线电压，电压波形较两电平逆变器更接近于正弦波，且三相电压波形对称，经低通滤波器可以得到较高质量的三相对称电压；在一个采样周期内根据控制系统检测直流侧两电容端电压之差与中点电位偏离程度，实时调整作用于负小矢量作用时间的控制系数，从而达到采样周期内中点电位平衡。证明基于SVPWM控制策略的参考电压矢量所在扇区及扇区区域判断、电压矢量合成和其作用时间分配方法的正确性，以及逆变器直流侧中点电位平衡控制方法的有效性。

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