有源箝位双向反激直流变换器研究

范丽芳，陈道炼

（福州大学电力电子与电力传动研究所，福建 福州350108）

0 引 言

双向直流变换器具有广阔的应用前景。例如用于卫星上给蓄电池充放电的太阳能电池系统；在电动汽车领域，将双向直流变换器用于能源和动力的转换部分；双向直流变换器还在备份电源中发挥重要作用；以及在风力发电系统、不停电电源系统中也有相应的应用。因此，双向直流变换器具有重要的研究价值。

反激直流变换器因其简单的拓扑结构而广泛应用于中小功率场合，具有输入输出隔离、升降压功能和过载能力强等优点。由于这种变换器中的高频储能式变压器磁芯通常需要加气隙，因此漏感、功率开关关断时引起的电压尖峰和关断损耗均较大［1］。采用RCD或RC缓冲电路可抑制功率开关关断时漏感引起的电压尖峰，但缓冲电路损耗大。

本文提出并分析研究了有源箝位双向反激变换器电路拓扑，可有效解决其功率开关关断时漏感引起的电压尖峰，达到降低功率开关电压应力和提高变换效率的目的。

1 电路拓扑

有源箝位双向反激直流变换器电路拓扑如图1所示。该拓扑是在双向反激变换器的基础上，通过在高频变压器原副边绕组上添加有源箝位电路得到。每个有源箝位电路均由箝位电容（Cc1、Cc2）和箝位开关（Sc1、Sc2）串联构成；高频变压器用磁化电感 （Lm1、Lm2）、谐振电感（Lr1、Lr2）和变比为 N1：N2的理想变压器T来表示，其中谐振电感包括变压器漏感和外加串联小电感。Cr1、Cr2表示原副边开关管和相应有源箝位开关管上的结电容。该变换器不改变输出电压极性而实现功率双向流动。

图1 有源箝位双向反激直流变换器电路拓扑

有源箝位双向反激直流变换器正向传递功率、反向传递功率如图2所示。

图2 变换器能量传递方向

2 稳态原理特性

2.1 原边电感电流的三种情形

在原副边两个开关管交替互补导通的情况下只存在电流连续模式（CCM），因此原边电感电流存在三种情况：电流初值与终值均大于零；电流初值与终值均小于零；电流初值小于零，终值大于零。如图3所示。

图3 互补导通方式下变换器原边电感电流原理波形

当iL1初值大于零时，变换器正向传递能量，在每个开关周期内，S1导通S2截止期间变压器储能；当S1截止S2导通后，变压器储能通过S2或S2的体二极管向负载供电和滤波电容充电。若开关管S2的导通压降小于体二极管的正向压降，则电流流过开关管S2，此时也称为同步整流，开关管的导通损耗降低。若原副边开关管驱动信号存在死区，S2可先让体二极管导通，再开通开关管，从而实现零电压开通（ZVS）。理想情形下Ui和Uo关系为：

当iL1初值与终值均小于零时，变换器反向传递能量，在每个开关周期内，S2导通S1截止期间变压器储能，而当S2截止S1导通期间，变压器储能向输入端回馈，理想情形Ui与Uo关系式为：

式中，D＇为S2的占空比，D 为S1的占空比，D＋D＇＝1。则可将式（2）化为，与式（1）相同。

当iL1初值小于零、终值大于零时，意味着在S1导通S2截止期间变压器先向输入端释放能量而后继续正向储能，iL1反向减小到0后正向增大。因此，变换器不存在电流断续模式而是电流交替流动模式，理想情形下Ui和Uo关系仍与式（1）相同。

变换器传递能量的方向，可用平均功率来判断。设原边电感电流初值为IL1min，终值为IL1max，理想情形下输入输出功率Pi与Po可表示为：

由式（3）可知，若｜IL1max｜＞｜IL1min｜，则变换器平均功率正向传递；若｜IL1max｜＜｜IL1min｜，则变换器平均功率反向传递；若｜IL1max｜＝｜IL1min｜，则变换器平均传递功率为0。

2.2 外特性曲线

互补导通方式下双向反激直流变换器的标幺外特性，如图4所示。其中，曲线A右边为iL1初值大于零时外特性曲线；曲线B左边为iL1终值小于零时外特性曲线；曲线A与曲线B之间为iL1初值小于零、终值大于零时外特性曲线。实线为理想情形时曲线，虚线则为实际情形时曲线。可见双向反激直流变换器的特性曲线关于纵坐标（N1Uo／N2Ui）对称，可以平滑地实现能量的双向流动。

图4 互补导通方式下双向反激直流变换器标幺外特性

2.3 高频开关过程分析

以正向传递功率为例，有源箝位反激变换器的高频开关过程原理波形，如图5所示。假设：Lr1、Lr2远小于变压器激磁电感 Lm（Lr1约为5%～10%的Lm1）［2］；箝位电容和谐振电感的谐振周期要远大于开关周期，满足关系式；变换器工作在CCM模式；储存在谐振电感内的能量远比谐振电容内的能量大，目的是为了主开关管能实现ZVS［3］；变换器进入稳态，iLm1恒为正。Uc1为稳态时原边箝位电容上电压，Uc2为稳态时副边箝位电容上电压，分析电路后可知Uc1≈ （N1／N2）Uo，Uc2≈ （N2／N1）Ui。

图5 有源箝位反激变换器的高频开关过程原理波形

在此分九个区间来详细分析高频开关过程的原理波形。

t0～t1：S1导通，Sc1和S2都关断，S2体二极管和Sc1体二极管因电压反偏而截止。Lm1和Lr1线性充电。

t1～t2：t1时刻，关断S1，磁化电感电流（即谐振电感电流）以谐振的方式对Cr1充电，充电时间短暂，uds1线性上升。变压器原边电压uN1逐渐下降到－Uo（N1／N2），下降斜率为而变压器副边电压随之由－Ui（N2／N1）增大为Uo。

t2～t3：在t2时刻Cr1上电压充至udS1＝Ui＋Uc1，达到Sc1体二极管导通条件，Sc1体二极管导通。因为Cc1远大于Cr1，几乎所有的激磁电流都通过二极管流入Cc1。箝位电容将漏感和变压器激磁电感上的电压箝位在Uc1值。

t3～t4：t3时刻变压器原边电压降到足够低，使S2上的体二极管正向导通，这时开通S2，则实现S2零电压开通。uN1被输出电压箝位在 （N1／N2）Uo。随着iLr1逐渐下降，t3时刻iLr1下降到小于iLm1，副边电流iS2开始上升，变换器开始向负载传输能量。

t4～t5：Lr1和Cc1发生谐振，谐振电流流出箝位电容。在iCc1开始反向之前开通Sc1，使其零电压开通。

t5～t6：t5时刻关断Sc1，将 Cc1从电路中切除。Lr1和Cr1开始谐振。当Cr1放电过程，uN1仍然被箝位在（N1／N2）Uo。

t6～t7：存储在Lr1的能量比Cr1上的能量大，在t6时刻Cr1将能量完全释放，S1体二极管开始导通。Lr1上电压被箝位在Ui＋（N1／N2）Uo。这时副边电流iS2的下降速率为：

t6时刻零电压关断S2（此时udS2＝0），副边磁化电感电流iLm2以谐振方式为Cr2充电，但充电时间非常短，使得uds2近似线性上升。uN2开始线性下降。

t7～t8：在t7时刻零电压开通S1，iLr1逐渐上升，iS2逐渐下降；在t8时刻iLr1已上升到iLm1，iS2＝0，S2体二极管反偏。而uds2在t7时刻等于Uo＋Uc2，Sc2体二极管达到导通条件而导通。因为箝位电容Cc2远大于Cr2，几乎所有的电流都通过Sc2体二极管流入Cc2。Cc2将uN2箝位在Uc2值。

t8～t9：t8时刻iLm1＝iLr1，iS2减小到零，S2体二极管反偏，能量传递过程结束，随后Lm和Lr再次线性充电。uN2已经下降到使SC2体二极管导通，Lr2和Cc2开始谐振，在iCc2开始反向前开通Sc2，使其零电压开通，直到谐振电流流出箝位电容Cc2。t9时刻ZVS关断Sc2，Lr2和Cr2开始谐振。之后开始重复上一个开关周期的工作。

总之，有源箝位双向反激直流变换器拓扑结构为对称形式，不论能量是正向传递还是反向传递，原副边的有源箝位电路都能起到很好的箝位效果，降低损耗。为了更清楚地展示电压电流的变化过程，在图5中将t1～t4和t5～t8的时刻放大了，实际上这两段时刻都非常短暂。

3 关键电路参数设计

3.1 占空比

由式（1）可知，双向反激直流变换器的电压传输比为：

占空比较大时能得到较小的匝比，使得开关管上电压、电流应力相应降低，但会使输出电压达到稳态值的时间变长。因此为了适应多种负载情况，不能将占空比设计得太大，根据经验一般设计为D＝0.4。

3.2 高频储能式变压器

要使双向反激直流变换器工作在CCM模式下，变压器原边电感应该满足：

式中，Pomin为原边电感电流初值恰好为零时对应输出功率。副边电感满足：

3.3 输出滤波电容

在输出电压峰值的开关周期内，原边开关管导通的DTs期间，滤波电容给负载供电，有：

取输出电压纹波小于输出电压峰值的ku%，则根据上式，滤波电容Cf满足：

3.4 有源箝位电容Cc

有源箝位电容是用于实现软开关，并且通过谐振吸收漏感上能量。因此可得：

由于原副边拓扑对称，因此原副边的箝位电容均可按此公式计算。

4 Saber仿真分析

仿真实例：输入电压Ui＝40～60 VDC，输出电压Uo＝380 VDC，输出功率Po＝500 W，开关工作频率fs＝50 k Hz，变压器匝比N1／N2＝1：12，原边电感L1＝8μH，副边电感L2＝1 152μH；箝位电容Cc1＝19μF，Cc2＝0.1μF，谐振电感 Lr1＝0.8μH，Lr2＝115.2μH。

有源箝位双向反激直流变换器在额定输入电压48 VDC和额定负载时的稳态仿真波形，如图6所示。

图6 额定输入电压、额定负载时的稳态仿真波形

图6 所示仿真结果表明：（1）原副边的有源箝位电路之间相互不影响；（2）原副边添加的有源箝位电路使该变换器的功率开关关断瞬间的电压尖峰得到箝位，功率开关和箝位开关均实现了ZVS，降低了开关损耗；（3）通过谐振的方式将漏感能量吸收，而后传递给负载，提高了变换效率；（4）由图5、6可见变压器原边电压形状与只有原边加有源箝位电路时候的波形不同。

5 结 论

本文通过对有源箝位电路双向反激直流变换器稳态原理分析，得出了该变换器功率传递的判断公式和外特性曲线。对有源箝位电路双向反激直流变换器高频开关过程做了详细分析，并用仿真验证了理论分析的正确性。加有源箝位后的双向反激直流变换器充分利用了漏感能量，降低了功率开关管的电压应力和损耗，改善了EMI干扰情况，更具有实际应用价值。该拓扑是一种对称的拓扑，因此可将该拓扑用于需要能量双向流动的场合，例如太阳能对蓄电池的充放电系统等。

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［4］ 张兰红，陈道炼.反激变换器开关应力控制技术研究［J］.电力电子技术，2002，36（2）：29－31，25.