一种低功耗大摆率Class-AB OTA电路设计

吴 金 龙 寅 马 科 常昌远

(1东南大学无锡分校，无锡 214135)(2东南大学集成电路学院，南京 210096)

跨导运算放大器(OTA)是模拟电路系统中重要的基础和关键模块之一，广泛应用于电源、功率放大、信号处理等系统中，运放的性能水平直接决定了整个系统性能的优劣［1-2］.虽然不同应用对运放指标参数的要求各不相同，但高增益、带宽、高摆率已成为各类运放的共性追求.在满足电路低功耗、高精度的基本要求下，在DC-DC，LDO，LCD等大容性负载驱动的特定应用领域中，对运放的工作频率、大信号瞬态响应速度的性能要求更高［3-5］.

从电路工作的完整性考虑，电路工作模式主要分为静态、交流小信号与瞬态大信号3类相互关联的工作模式.在静态尾电流IB条件下，与之相关的差分对输入跨导、输出阻抗、负载电容分别为gm，ro，CL，B为负载电流镜线性传输系数，即偏置电流Io=BIB.对于传统OTA电路，决定系统精度特性的直流电压增益为AV=Bgmro，影响电路小信号速度特性的带宽为GBW=Bgm/CL，决定大信号速度特性的摆率为SR=BIB/CL.强反型饱和电流下因gm∝(IB)1/2，ro∝1/IB，则 AV∝(IB)－1/2.传统运放因采用固定IB偏置，仅依靠线性传输因子B的调节作用难以兼顾精度与速度性能的共同要求，要提高电路全面性能必须突破原有传统结构内在的制约与束缚.

本文在经典OTA电路基础上，基于非线性时变控制的基本原理，提出了一种新型Class-AB高速OTA电路.

1 非线性与时变控制结构

在忽略交叉耦合对管M7/M8的作用下，图1中包含1组对称的线性-非线性自适应电流镜，与传统线性电流镜相比，增加了一个采用Vbn固定偏置的 M4/M3管，类似 FVF 跟随结构［6］.图中输入电流Iin增大将使M4管栅压Vgs逐渐提高，在固定Vbn偏置下，强制M6管源电位即M6管源漏电压Vds6下降，最终可使M6管进入线性电阻区，若M10管维持恒流模式不变，则M6与M10构成一种电流传输比逐渐增加的非线性电流镜.若M6保持饱和恒流状态，则M6与M10仍为传统线性电流镜.

图1 非线性与时变控制的结合

进入非线性电流传输模式后，线性电阻工作区下的M6管为了维持大的输入电流，必然导致M6即M10管有效栅驱动电压的迅速提高，使电流传输比例显著超出M6和M10管宽长比定义的线性比例关系，即非线性电流镜实际电流传输相对线性电流传输产生倍增效应.M6管进入的线性电阻区越深，非线性效应越显著，输出电流越大.在线性电阻区，M4管流过的直流电流为

式中，ΔM6=VGS6－VTH为 M6管过驱动电压，VGS6为M6管的栅源电压；VDS6为M6管的漏源电压；k6为M6管增益因子.同样，ΔM3=VGS3－VTH为 M3管过驱动电压，其饱和恒流区下的输出电流为

当构成电流镜的2个MOS管工作在相同模式下，电流传输比仅由k增益因子比(即宽长之比)决定.根据图1中ΔM6=ΔM10的约束条件，电流镜非线性电流传输状态因子定义为β=VDS1/ΔM1，而输入到输出的线性传输因子为Neff=(WL－1)6/(WL－1)10，则利用式(1)、(2)推导出的电流传输比为

式中，Blin=1/Neff为器件尺寸有关的电流镜传输线性倍增因子；Bnon(β)=1/［β(2－ β)］为电流镜传输非线性倍增因子，受非线性状态因子β的调制，因此电流传输总的倍增因子B中包含了线性与非线性的共同作用.当VDS6≥ΔM6即M6，M10均位于饱和恒流区时，电路简化为线性电流镜，即Bnon=β=1，B=Blin；当 VDS6＜ ΔM6，仅 M6管进入线性电阻区，使β＜1，Bnon增加，体现出强烈的非线性电流传输倍增效应.

图1中增加的正反交叉耦合对管，目的在于实现预期的时变控制特性［3，7］.若将 M5～ M7等效为M5eff单管，M6～M8等效为 M6eff单管，则可消除以上反馈作用，但不同信号模式下等效管的W/L不同，造成电流镜线性传输因子Neff随状态模式的切换，调节电流线性传输关系.静态模式下对称电路状态VA=VB使M5/M7，M6/M8分别为同相并联关系，等效W/L为相加模式，即N6eff=NM6+NM8；在交流小信号工作模式下，差分驱动下VA=－VB的差分性质使M5/M7，M6/M8分别为反相并联关系，等效W/L为相减模式，即 N6eff=NM6－NM8；进入动态大信号模式后，差分对管电流全部降低到零，差分对管失效使N6eff=NM6.如图1中所标识，各管以M9/M10输出管为参照对象的相对W/L分别为:NM6=N，NM8=1－N，且N＞1/2，则在3种不同信号模式下的线性比例因子为

将Neff代替N，即可得到随信号模式自动切换的线性传输比.当N值下降并接近1/2时，交流线性倍增因子增加；大信号瞬态下的线性倍增因子接近2倍的极限；静态下则保持最小的单位线性传输比.显然，变化的N6eff有利于兼顾静态低功耗、交流与瞬态大电流驱动的共同需求.

在信号模式变化下N6eff自主切换，非线性状态因子β和初始状态设置与信号动态变化范围有关，较低的Vbn与较大的输入电流增加使非线性强度提高.线性与非线性状态的有机结合，实现电路所需的各种电流传输特性.

2 Class-AB四管差分对

对于常规固定尾电流运放，由于差分对最大电流受尾电流限制，非线性电流传输受到较大抑制.因此，对尾电流实施动态控制，降低静态偏置下的尾电流，自适应调节交流和动态模式下的尾电流，再结合改进的线性与非线性传输控制，运放综合性能将得到显著提高.

实现动态尾电流控制的有效方式是采用Class-AB工作模式［8-9］，这是一种采用差分输入前馈控制的尾电流调节方式.将原固定尾电流偏置改变为受差分输入控制，得到图2所示的一种四管单元Class-AB经典差分输入结构［10］.将经典 OTA中两差分对管源端短接的结构分裂为2个独立的输入支路，每个差分支路均由NMOS管和PMOS管串联构成；并利用由 M5～M1，M8～M4同样结构的2路恒流驱动固定大小的电平移位支路对复合差分对管提供偏置；再将输入差分信号施加到差分输入支路对应的MOS上.

图2 交叉耦合输入Class-AB结构

图2中，设M6，M7两个NMOS管差分对管输入的差分信号为 Vid，即 Vg6=Vid/2，Vg7=－Vid/2，经电平移位M3，M2两管得到的差分输入分别为Vg3=Vg7=－Vid/2，Vg2=Vg6=Vid/2，从而使 Vg6－Vg3=Vid，Vg7－Vg2=－Vid，即 M6/M3与 M7/M2两组差分复合管分别得到一对互补差分输入信号±Vid.

在Vid=0的静态条件下，差分对2个支路电流相同，其静态平衡电流由偏置支路M5，M1两管提供的NMOS与PMOS管VGS电压之和决定，即直流电平移位量由VLS决定，减小直流电平移位，可大幅降低差分对管的静态电流.当Vid变化且动态范围较大时，差分对中一路电流减小到零后截止，对应的Vid绝对值定义为差分输入的动态范围；此时另一路电流逐渐增加，在超出动态范围后支路电流在电路结构和电源电压允许的范围内持续增加，最终形成Class-AB驱动特性.

为简化分析，设图2中各同类型MOS管的W/L分别相同，且所有MOS管均工作在饱和恒流模式下，两偏置电路的静态电流与两差分支路的静态电流均为 ISS，其中偏置支路提供 NMOS和PMOS管偏置而形成的电平移位量为

以上复合管等效开启电压VTH，eff与增益因子keff分别定义为VTH，eff=VTN+VTP，(keff)－1/2=(kn)－1/2+(kp)－1/2，差分对两支路输出电流可统一表示为

式中，gm=2(2keffISS)1/2为Class-AB差分对输入跨导，在对称平衡设计下，即kn=kp时有keff=kn/4=kp/4，gm=(2knISS)1/2与普通差分对跨导相同.因此，Class-AB的引入虽然没有改变电路的小信号增益与带宽大小，但对交流小信号处理线性范围的提高有明显改善，根据式(7)模型，在整个动态范围内差分电流均满足线性关系，即线性范围与动态范围相同，非线性失真得到了有效抑制；此外，当超出动态范围后，将式(7)中的±Vid取其绝对值即可得到可持续增加的电流输出.

3 新型Class-AB OTA电路

将传统OTA电路中的差分负载线性电流镜替换为图2所示的非线性自适应电流镜，得到如图3所示的改进型OTA电路.在固定尾电流偏置下，差分输入管最大电流变化2倍，适当降低Vbn电压可将负载电流镜偏置在浅非线性传输模式附近，即静态下的β0减小，当N确定后，电路静态总电流为Itot=［1+Bnon(β0)］IB，其交直流特性参数模型为

式中，β0，β分别为静态以及瞬态大信号条件下的非线性状态因子；VA，eff为电路推挽输出两MOS管的等效厄利电压.IB，β，N等电路参数对通过直接或倍增的方式对电路的静态、交流和瞬态特性产生影响.

图3 基于非线性电流镜的OTA电路

保留原有结构不变，仅采用P型Class-AB复合差分对代替图3中的固定尾电流PMOS差分对，最终得到如图4所示的新型Class-AB OTA电路结构，差分输入调制的可变IB偏置电流加上叠加的信号动态电流，经非线性传输后对负载推挽驱动，不同信号模式下线性传输比的切换同样有效，因此该电路能够最大程度兼容静态、交流和瞬态特性的共同需求.此外，电路结构上良好的对称性使其适合全差分输出，但最小工作电压相比传统结构增加一个VGSP或VGSN电压.

为便于比较，图4中的静态偏置电流设置为ISS=IB/2.对于单端输出结构，电路静态总电流为

图4 新型Class-AB OTA电路结构

与图3电路相比，新型Class-AB OTA电路在相同的非线性状态因子β0下有近似相同的静态功耗.在相同额定总功耗Itot的约束下，存在2种静态模式设计策略:一种是低IB和β的强非线性偏置模式；另一种则是高IB和β的弱非线性偏置模式.为充分利用Class-AB模式的优势，可采用前一种偏置策略，静态电流满足ISS≪IB/2的约束条件，而静态下较强的非线性传输使交流小信号特性满足设计要求，此时电路的瞬态大信号特性得到明显改善，主要体现在摆率提升和建立时间降低.若ISS=IB/2，则在新型 Class-AB OTA 电路达到≥Vid，max的动态条件下，电路最大输出摆率达到

在相同的IB条件下，输出摆率SR相对于图3电路结构提高了2倍，同时随输入差分动态范围的扩展而急剧增大，建立时间明显降低.

采用CSMC 0.5 μm CMOS工艺，对本文提出的新型Class-AB OTA电路结构完成了参数设计与性能仿真验证，并与传统结构和图3所示的改进结构的性能进行了对比分析.对设计的新型Class-AB运放电路进行了MPW工艺流片，完成了电路关键交直流参数的测试，将运放构成单位负反馈闭环电压缓冲器进行交流和瞬态参数的测试.在典型工艺、电源电压VDD=5 V以及负载电容CL=30 pf的条件下，得到的电路波特图频率仿真特性如图5所示，其中低频增益为63 dB、带宽3.2 MHz、相位裕度61.2°，电路静态总电流为11.6 μA.

图5 小信号频率特性仿真曲线

在闭环下，输出信号快速跟随输入信号变化的能力决定了系统大信号瞬态特性.当输入瞬态跳变发生后，系统调节输出逐渐跟随新的输入稳态，导致差分输入不断减小，动态输出电流由最大值逐步降低，充放电路速度逐渐变小.当输入方波电压变化幅度为0.2～0.6 V、频率为250 kHz，由输出瞬态响应特性计算得到的正、负沿最大输出摆率仿真值分别达到7和10 V/μs，并根据品质因子FoM=SR×CL/Itot关系可计算得到运放在大信号瞬态条件下的优值.

本文中3类电路设计仿真的结果对比如表1所示，其中方案A为传统OTA结构，方案B为图3改进型OTA方案，图4结构为本文设计方案.各设计方案中保持相同的30 pf负载电容、5 V电源电压以及0.8 V输入瞬态跳变电压.由表可见，新型Class-AB运放电路性能均优于经典结构；当静态尾电流时间相同时，新型运放与固定尾电流改进结构相比具有相似的交直流特性，但在大信号瞬态响应特性方面具有明显优势.

表1 各种OTA性能仿真结果对比

4 测试结果分析

新型电路芯片面积为250 μm ×110 μm，如图6所示.通过单位闭环电压跟随器小信号与大信号时域跟随特性的测试，得到电路交直流参数.

图6 MPW流片版图

在单极点近似下，运放具有近似90°的相位裕度，同时构成单位负反馈闭环后其－3 dB带宽与开环运放的单位增益带宽GBW近似相等；当存在高频次极点时，采用闭环－3 dB带宽估算得到的GBW带宽偏大.对于图7给出的不同信号频率下闭环运放的小信号跟随特性，输入端共模电压为1.2 V，峰-峰值设置在240 mV.随着信号频率的改变，低频下输入-输出仍保持良好的跟随特性，如图7(a)所示；频率提高后输出信号因线性范围减小而使输出失真逐渐增大，摆幅逐步减小，输入-输出信号间的相位移增大，如图7(b)所示.

图7 运放小信号测试结果

由于开环高频次极点的影响，使得闭环－3 dB带宽相比开环GBW略有增大，相对输入的输出相位迟滞超过45°，由此估算得到的实际开环GBW带宽略小于3 MHz.

大信号瞬态响应测试曲线如图8所示，输入信号为频率250 kHz、摆幅0.4 V、共模电平0.4 V的方波信号，测试得到的上升沿和下降沿摆率分别为5和1.2 V/μs；当方波输入摆幅增大1倍达到0.8 V时，正、负摆率分别提高到10和2 V/μs，增加近1倍，与理论预测值近似吻合.此外，在输入允许的共模范围内，改变共模信号大小而差分输入电压摆幅不变，则输出摆率保持不变.

图8 大信号瞬态测试结果

上升与下降沿摆率测试结果的差异来自电路输出驱动电流的非对称，即静态非线性状态因子的微小偏差在差分大信号条件下将显著增大，导致PMOS充电电流与NMOS放电电流产生明显偏差.运放输入失调电压与这种非对称性相对应，电路输入失调电压最小实测结果高达Vos=－(20～30)mV，且极性为负，与正、负摆率非对称的极性相吻合.因此，采用两路互补非线性自适应负载电流镜的Class-AB OTA，当静态条件下负载电流镜非线性强度越大，非线性状态因子偏差越明显，输入失调电压也越大，导致电路理想性能难以充分发挥.由于版图匹配误差是造成电流镜非线性状态因子偏差的重要原因之一，因此系统应有更严格的电路与版图匹配设计.

5 结语

本文设计的新型Class-AB OTA，在电路中引入了非线性自适应电流镜、交叉耦合对管正反馈结构以及Class-AB工作模式的复合差分输入级，通过控制等效尾电流注入及电流传输控制，在静态低功耗约束下实现了系统性能的全面提高.静态、交流与瞬态特性的改善得到了理论与实际结果的验证.在合适的电源电压下，新型高速Class-AB OTA可作为大负载电容驱动应用的一种高速运放电路的选择.

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