用于多电平逆变器的多载波PWM技术的研究*

刘 荀，薛士龙，王 东，孙 超，周雪梅

（上海海事大学 物流工程学院，上海201306）

逆变器作为当今高电压、大功率电能变换领域的研究热点之一，被广泛应用到调速驱动器（ASD）、有源滤波器(APF)、动态电压恢复期（DVR）和不间断电源（UPS）等现代电力电子技术中，[1]。在现代逆变器的研究中，两电平变换器的技术已经比较成熟，而多电平逆变技术将会是研究的重点，其主要优点包括：输出电压电平数的增多使输出电压更接近于正弦波；开关器件承受的电压应力减小，无需使用均压电路；开关器件工作于基频，开关损耗小；高频化产生的du/dt小，电磁干扰减少等。

多电平逆变器研制的关键是改变PWM调制方法以期望得到有更好频谱的输出波形，同时改善输出电压和电流的THD值。本文以2H桥级联电路输出五电平电压为基础，分析比较了同相层叠法、交替反相层叠法和正负反相层叠法三种多载波PWM调制方法下的输出波形，并将其与新型的多载波、多参考波调制方法进行比较，并分析得出其相对于传统方法的优点：新型的多载波控制方法能够在小幅减小总谐波失真率的情况下改善输出电压频谱。

1 多电平逆变器

一般说来，多电平逆变器的中心思想是将母线电压分割成不同的电平，然后采用相应的调制策略，使得逆变器的输出电压呈现出阶梯形而接近于正弦波形。从输出波形的频谱上来讲能有效降低高次谐波的含量；开关器件所承受的电压也有所降低，并且有效减少了开关器件的开关次数，降低了开关损耗。

本文基于2H桥级联式五电平输出的电路结构进行分析。图1所示为2H桥级联式五电平逆变器主电路，由两个H桥级联叠加而成。采用这种级联叠加的方式可以获得五电平输出，并消除相应的NM+1（N为H桥的个数，M为载波比）次以下的谐波[2]。两个功率单元进行叠加时，每个2H桥采用相同的独立直流电源电压。

为保证输出电压满足要求，要求两个H桥功率单元能分别工作在正向导通、反向导通、正向旁路、反向旁路4种工作状态。特别注意的是不能忽略正向旁路和反向旁路两种工作状态，否则逆变器无法正常工作。

[3]中分析了基于2H桥级联电路的常用的载波移相（PS）PWM和载波垂直分布（CD）PWM方法，并对逆变主回路输出五电平电压进行频谱分析。这两种方法的低次谐波含量比较小，但是高次谐波总含量较大，因此谐波畸变率均较高，在36%附近。

2 典型多载波调制方法

多载波PWM技术[4-6]采用了自然采样法，将一个参考波（通常为正弦波）与载波（通常为三角波或者锯齿波）进行比较，进而产生开关器件的驱动信号。

多电平逆变器的调制策略会直接影响逆变器的输出电压谐波、开关损耗以及输出侧滤波器的设计。不同的调制策略会输出不同的电压波形，因此其谐波性质也会有所不同。多载波调制策略是用于多电平产生的最基本方法，也是在两电平基础上产生的PWM方法的扩展，但与两电平相比又拥有多方面的优势。

2.1 同相层叠法

作为基本的载波PWM调制方法同相层叠法，PDPWM调制方法是将正弦波和相同相位的载波相比较产生PWM波形的方法(即所有载波以相同的相位上下排列叠加)。

定义 fc=12 kHz、fr=50 Hz，调制度 ma=0.9，输入直流电压E=200 V，并以2H桥级联电路为主电路，基于Matlab7.9.0/Simulink对PD法进行仿真和FFT分析。输出谐波主要分布在开关频率及其边频带附近，基波电压幅值为359.6 V，逆变器侧输出五电平电压THD=33.56%。

2.2 交替反相层叠法

交替反相层叠法 (APOD-PWM)也需要4个载波信号，进而比较产生五电平的输出电压，与同相层叠法的区别是其要求所有相邻载波的相位都相反。

采用与PD-PWM相同的参数设置进行仿真可知，APOD法的谐波集中在开关频率及其边频带附近，输出基波电压幅值为320.2 V，THD值达到了37.33%。

2.3 正负反相层叠法

正负反相层叠法(POD-PWM)是使零轴以上的载波相位和零轴以下的载波相位相差180°，但保持零轴以上和以下部分的载波相位分别相等。同样地，这种方法使用了4个三角载波与1个参考正弦波比较，进而产生开关驱动信号。

参照前面两种方法的参数设置可知，这种调制方法的输出主要谐波仍集中在开关频率及其边频带附近，基波幅值为 320.2 V，THD=37.17%。

3 新的多载波调制方法

总结传统多载波调制方法的基础上，本文使用了一种新型五电平输出调制方法。这种方法与以上几种调制方式的区别在于它仅需要两个载波，同时需要两个参考波。图2所示，r2与r1为参考波；c1与c2为三角载波，通过参考波和载波分别进行比较产生控制信号波形。

基于Matlab7.9.0/Simulink环境搭建主电路仿真：newPWM模块为IGBT控制信号发生模块封装，驱动信号显示每个桥臂上的两个信号表现为互补状态，这样每一桥臂上的两个开关管不会同时导通，也就避免了短路现象的发生。按照图2所示，设定载波比为20，调制比为0.9，基波频率为50 Hz，得到图3所示的IGBT门极输入信号波形图。

图3为2H桥级联电路单周期内各开关管的工作状态图；图4为两个H桥的输出电平波形，V1代表2H桥级联电路的上H桥输出电压，V2代表下H桥输出电压。V1和V2在周期初始阶段输出E电平时是不能叠加的，因为在0～T/12内，要求级联电路能输出最高电平为100 V；而在 T/12～5T/12内，V1和 V2不会同时出现 0电平时刻，因此H桥电路输出电压为E、2E两种状态；在 5T/12～T/2内，原理与 0～T/12内相同；在后半周期内的原理与前半周期相似。

4 仿真与实物验证

按照与前面几种传统的多载波方法相同的参数设置得到的输出电压频谱分析见图5，分析可知逆变器侧输出电压基波幅值为359.6 V，主要谐波并未分布在开关频率及其边频带附近，通过仿真可验证主要谐波集中在两倍的开关频率及其边频带附近，输出电压的频谱就得到了改善，因此所需的滤波器的体积也变小了，并且较前面几种调制方法相比THD值最小，为33.30%。

在仿真实验的基础上，通过实物平台的搭建对上述实验仿真进行验证，设置直流侧输入电压2E=48 V，开关器件的开关频率为12 kHz。图6所示为2H桥电路输出波形，通过仪器测量其主要谐波集中在24 kHz及其倍频带附近，与仿真结果相符合（图中的毛刺现象是因为开关频率较高所导致的，属正常现象)；图7为经过LCL滤波器后的波形，其中设置入侧电感L=3.125 mH，C=3 μF，Lg=0.5 mH，带纯阻性负载 R=50 Ω。

图6 多参考调制输出波形

图7 滤波后的正弦波形

本文分析了几种常用的多载波调制方法，并详述了一种新型的多参考波多载波的PWM调制策略。通过仿真全面地分析了这种新型的调制策略。最后得出结论：这种调制策略较几种常见的多载波方法小幅减小了THD值，并改善了输出电压的频谱。

参考文献

[1]陈蕊.多电平变换器的发展及现状[J].莱芜职业技术学院学报，2010，12(2)：21-24.

[2]刘凤君.环保节能型H桥及SPWM直流电源式逆变器[M].北京：电子工业出版社，2010.

[3]侯世英，万江，郑含博.单相五电平逆变器的多载波PWM方法分析[J].电力自动化设备，2007，27(9)：67-70.

[4]王立乔，黄玉水，张仲超.多电平变流器多载波PWM技术的研究[J].浙江大学学报，2005，39(7)：1025-1030.

[5]周京华，杨振，苏彦民.多电平逆变器多载波PWM调制策略的研究[J].电力传动，2005，35(1)：23-27.

[6]AGHDAM M G H，FATHI S H，GHAREHPETIAN G B.Analysis of multi-carrier PWM methods for asymmetric multi-level inverter[J].IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications(ICIEA)，2008：2057-2062.