3～5 GHz超宽带可变增益CMOS低噪声放大器的设计

陈昌明，彭 烨，王建波

(成都信息工程学院 通信工程学院，四川 成都610225)

超宽带 UWB（Ultra-Wide band）技术是一种新兴的无线通信技术，具有数据传输速率高、功耗低、安全性好等优势，在雷达定位、智能交通系统、无线个人局域网（WPAN）等方面得到广泛应用。而作为超宽带射频无线接收机最前端的低噪声放大器,对系统的灵敏度具有决定性作用。可变增益低噪声放大器除满足低的噪声系数和高的增益等指标外，还可以稳定输出、增大接收机的动态范围、满足混频器的线性度要求,可灵活应用于超宽带系统设计。目前已报道的可变增益LNA主要采用开关选择技术[1-2]、负反馈技术及偏流控制技术等[3-4]。上述方法对窄带低噪声放大器的增益能实现连续控制,但在超宽带放大器中会造成放大器的回波损耗及增益平坦度等指标随着增益的减小而恶化。

本文提出了一个基于 TSMC 0.18 μm CMOS工艺的3 GHz～5 GHz增益可变的低噪声放大器。采用二级共源共栅结构，使用并联负反馈展宽频带，通过控制第二级放大器的偏流来实现增益连续可变。仿真结果表明，该放大器在工作频段内可实现增益变化为36.5 dB，输入输出回波损耗及增益平坦度几乎不变，噪声系数最小值为1.46 dB，在1.8 V电源下，功耗仅有6.2 mW。

1 电路设计

1.1 超宽带输入阻抗匹配

基于CMOS工艺的经典电感源简并(Inductively source degeneration)结构的LNA具有噪声系数小、增益高等特点，在实现宽带LNA电路时，通常需要增加负反馈网络，降低电路品质因数来拓展频带。本文采用了典型的RC并联负反馈结构[5]，其电路如图1所示。M1和M2组成LNA的主放大电路,M3和M4组成第二级放大电路，M5和M6组成源极跟随器作为输出缓冲。两级电路采用电感负载L1和L2引入零点，以补偿因寄生电容引起的增益下降；R1和R2用来提高低频增益和改善增益平坦度；RfCf为负反馈网络。为便于调整，栅极电感Lg与输出匹配电路在片外实现。M1源极所接负反馈电感Ls用以实现输入阻抗匹配，Lg可调整LNA电路的谐振频点。

设 Cgs为 MOS管 M1的栅源寄生电容，ωT(=gm/Cgs)为M1的截止频率，gm1为 M1的跨导，RfM为反馈电阻 Rf根据Miller效应折算到输入端的等效电阻。为简便起见，令 ZL=RL，RfL=Rf+RL,Rgs=Lg+Ls，经整理，可得电路的输入阻抗[5]：

电路要实现完全匹配，须满足以下条件：Re(Zin)=Rs，Im(Zin)=0，这在宽带电路设计中很难实现，但通过优化各元件的数值，可使输入反射系数小于-10 dB。

电路在未加负反馈网络时输入电路的品质因数为：

式中，ω0为谐振角频率，可见 Q＜Q′。由于电路的 3 dB带宽与其品质因数成反比，即 BW-3dB=ω0/Q，可见，负反馈网络RfCf的引入展宽了频带带宽。

1.2 噪声分析

计算NF时，在阻抗匹配和输出谐振条件下需考虑Rs、Rf、Lg的寄生电阻 Rg、M1 等的噪声大小，分别计算这些噪声源并等效到输入端的电压噪声功率，其噪声系数近似为[5]：

从式(4)可以看出，Rf越大则NF越小，但 Rf的增大必然要求Av增大以满足阻抗匹配的要求,这会对功耗提出更高的要求,需要折衷。

1.3 增益控制分析

对图1所示的LNA，若直接改变第一级放大器的栅源电压，可实现增益可变，但必然会影响输入输出匹配电路，导致回波损耗、线性度、增益平坦度等指标恶化。通过控制第二级放大器的偏流，即改变图1所示M4的栅极电压Vct，在实现增益连续可变的同时，又能克服上述缺陷。

在高频时，MOS管可看成一个电流放大器，第一级和第二级的电流放大倍数分别为：β1(s)=gm1/sCgs1，β2(s)=gm3/sCgs3，若设 H(s)为输入匹配网络的传递函数，则输入电流为：iin=VinH(s)/Rs，其输出电流为[6]：

其中，Rout是电路输出阻抗。

电路电压增益为：

式(7)表明，增益与M3的跨导gm3成正比。而

其中，μn和Cox分别是电子迁移率和单位面积的栅氧化层电容，属于工艺常数；W和L分别表示MOS管的尺寸；VTH则是MOS管阈值电压，工艺固定时一般视为定值。在图1中，把M4看作M3的负载,当其栅极的控制电压Vct增大时，其等效负载减小，ID增加，Vds3也增大，从而gm3也随着增大，增益提高。当Vct电压减小时，电路的增益下降；当Vct在一定范围内连续变化时，电路的增益连续可变。可见，改变gm3就等于改变了整个电路的增益,从而实现增益可调。

2 仿真结果

将图1电路的输入输出匹配至50 Ω，加上偏置电路，采用TSMC 0.18 μm工艺库，利用Spectre RF进行仿真分析。在有功耗约束条件下，晶体管的最优器件宽度为[7]：

由此定出MOS管的最佳栅宽为120 μm。

输入匹配网络可以采用无源滤波器结构，很容易获得很好的功率和最佳的噪声性能。输出端由于采用源极跟随器，通过优化，选择合适的元器件值，容易使输出反射系数满足要求。图2是当Vct=1.8 V时的S11、S22及S21仿真结果。可以看出,在 3 GHz～5 GHz范围内，S11和 S22分别小于-15 dB和-11 dB，S21最大值为 22.5 dB;由于控制的是第二级放大器的偏流，Vct的变化对S11和S22几乎没有任何影响。图3和图4分别为Vct变化时增益、噪声系数的仿真结果。由图可知，当参数扫描Vct从0.5 V～1.8 V、步长为0.1 V时，电路实现的增益大约为36.5 dB(-14 dB～22.5 dB）的可调范围，噪声系数的变化范围为 1.46 dB～2.8 dB，随着Vct减小，噪声逐步恶化。在4 GHz处，对IIP3仿真的结果为-7 dBm。整个电路在1.8 V电源下，功耗为6.2 mW。表1为本文设计的LNA与已发表文献中的超宽带LNA的性能比较。

本文给出了一个针对3～5 GHz频段的CMOS超宽带可变增益低噪声放大器设计。电路采用两级共源共栅结构，在1.8 V电压下，实现了大约36.5 dB的连续增益可调，且不影响输入输出匹配电路，为实现超宽带可变增益低噪声放大器提供了一种选择方案。

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[2]HWANG Y S，KIM C J，KIM J H，et al.A controll-able variable gain LNA for 2 GHz band[C].Proceeding.Asia Pacific Microw.Conference.2005：2-4.

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[4]TAI C F，TSAI C Y，CHIOU H K.A differential variable gain SiGe BiCMOS LNA design using current splitting and feedback techniques[C].IEEE Int.Workshop Radio Frequency Integration Technology：Integrated Circuits for Wideband Communication and Wireless Sensor Networks.2005：179-182.

[5]WANG R L，LIN M C，YANG C F，et al.A 1 V 3.1-10.6 GHz full band cascoded UWB LNA with resistive feedback[C].IEEE Conference.Electronic.Device and Solid State Circuit.Tainan，Taiwan，China.2007：1021-1023.

[6]杨凯，王春华，戴普兴.一种3～5 GHz连续增益可调CMOS超宽带 LNA 的设计[J].微电子学，2008，38(2)：275-279.

[7]LEE T H.The design of CMOS radio frequency integrated circuits[M].2nd Ed.Cambridge，UK：Cambridge University Press，2004：364-400.