三相PFC和软开关技术在变频器中的应用

沈锦飞， 丁 杨

(江南大学电气自动化研究所， 无锡 214122)

三相PFC和软开关技术在变频器中的应用

沈锦飞， 丁 杨

(江南大学电气自动化研究所， 无锡 214122)

将三相功率因数校正和软开关技术与传统变频器结合，提出了一种新颖的电路结构，在变频调速的同时，改善了电网，降低功耗。前端使用三相双开关PFC电路，结合一种新颖的CCM控制模式，为直流侧提供稳定的电压源，EMI小且适用于大功率，后端的零电压导通电路使用三个辅助开关与LC谐振电路，降低了控制难度以及逆变侧开关的负荷，并通过仿真验证。

功率因数校正； 双开关； 软开关； 零电压导通

目前工业上通用的变频器存在功率因数低(约为0.6～0.7)，开关损耗大等问题，对电网的危害严重[1]。近年来随着有源功率因数校正APFC(active power factor correction)技术的不断发展，三相PFC技术逐步在变频器中得到应用。三相PFC的难点在于相间解耦，不解耦三相单开关PFC控制容易但开关应力大，只适于小功率场合。全解耦三相六开关PFC功率因数虽高控制却极其复杂[2，3]。因此，具有部分解耦特点的双开关PFC电路成为研究的热点。另外，传统的硬开关逆变器在高开关频率下难以保持较高的效率。而软开关逆变器可减小功率器件开关损耗，在高开关频率及高效率要求的场合更具有优势[4，5]。

本文对传统变频器主电路结构进行改进，通过三相电压的中性点将电路分成完全独立的两部分，三相PFC电路工作在连续导通模式CCM(continuous conduction mode)下，前端的三相电感的感量小于100 μH，功率因数为0.991，软开关电路虽增加了三个辅助开关，但降低了控制难度，母线零电压凹槽的位置和长度可灵活控制。

1 主电路结构和工作原理

主电路结构如图1。前端三相PFC使用双开关进行部分解耦，三相输入电压的中性线与辅助开关管S1和S2(均带反并二极管)的中点相连，该电路上、下半桥相互独立，形成部分解耦的基础，开关器件承受的电压只有输出电压的一半，降低了开关管的耐压要求。在CCM下，已知三相输入电压为

图1 主电路图

(1)

由于三相电压对称性，以a相电压正半周为例，在t∈[0～π]分三个状态分析。三相双开关PFC电路上、下半桥独立，等效为单开关boost升压电路，用D表示占空比，则

(2)

其中Uo1为半桥输出电压，Ua为a相的相电压。

当t∈[0～π/6]，由于Uc>Ua>0，a相电流工作在断续状态，此时受控的是c相电流，a相电流处于被动校正，电流相位完全受c相控制，因此，在任意开关周期内a相的平均电流为

(3)

当t∈[π/6，5π/6]，Ua最大，a相电流工作在连续状态，只要控制a相的电流跟踪其电压，就可以实现a相电流的正弦化，在任意开关周期内a相的平均电流为

(4)

当t∈[5π/6，π]，由于Ub>Ua>0，此时a相电流仍然工作在断续状态，并且a相电流相位受b相控制，在任意开关周期内a相的平均电流为

(5)

通过上述分析，只要采集当前状态下的最大相电压，使每相电流跟踪最大相电压，就可实现电流相位校正，在[π/6～5π/6]a相电流完全可控，既使a相电流得到最大补偿，又使相邻相电流得到被动补偿，但由于电路处于部分解耦状态，在[0～π/6]及[5π/6，π]，a相电流分别受控于b或c相，无法对a相进行独立控制，补偿效果并不理想，如何优化控制，以减小a相电流谐波仍有待解决[6]。

后端使用直流母线零电压软开关逆变电路。

该电路增加了三个辅助开关S3、S4和S5，续流二极管Dr以及谐振电感Lr和电容Cr构成谐振回路。使用两个辅助开关同样能完成软开关动作，但要瞬间短路逆变侧绝缘栅双极晶体管IGBT(insulated bate bipolar transistor)以保证谐振电感电流的反相增大，可靠性不高[7]。等效电路如图2，逆变侧以一个IGBT和反并二极管代替。

图2 零电压导通等效电路

在一次零电压过程中共经历6个状态，规定图中所示的Io方向为正。

状态1(t0～t1)：电路处于初态，S5开通，S3和S4关断，iLr(t)=0，uCr(t)=E。

状态2(t1～t2)：开关S3在零电流条件下开通(ZCS)，S5在零电压条件下关断(ZVS)，电流方向为Cr→Lr→S3→E/2，Lr和Cr发生第一次谐振，经过Δt2时间后，iLr(t)=0，uCr(t)=0。这里S3的开通时间必须大于电压回零时间，保证母线电压完全降为零，电流和电压方程为

(6)

其中初态为iLr(t1)=0，ucr(t1)=E。

解该方程可得电流和电压表达式为

(7)

状态3(t2～t3)：母线电压维持在零点，此时可以开通逆变侧的IGBT，实现零电压开通(ZVS)，此时可关断S3，以保证S4的正常关断。

状态4(t3～t4)：其他开关状态不变，开通S4(ZCS)给Lr充电，母线电压开始上升，此时电流方向为：E/2→S4→Lr→Cr，经过Δt4时间后，使iLr(t4)=Io。谐振回路和第一次谐振反向，电流和电压方程同公式(6)，初态不同。解得电流和电压为

(8)

状态5(t4～t5)：第二次谐振，电流维持原方向，经过Δt5时间后，iLr谐振回到初始状态Io，uCr(t)=E。

状态6(t5～t6)：开通S5，关断S4，iLr逐渐减小到零，Dr自然导通续流。

据上分析，只要在状态3开通逆变侧的IGBT就能实现零压导通，通过算法处理得到具有零压开通特性的SVPWM脉冲，由于谐振频率远高于开关频率，为逆变IGBT预留了足够时间，辅助开关的触发信号的产生与逆变器的调制方法无关，可满足不同类型的PWM调制策略。此外，因逆变IGBT在零压导通，上、下桥臂直通时回路中电压为零，不需考虑死区效应和死区补偿，便于软件处理。

2 参数确定及仿真

本文仿真是基于Matlab/Simulink平台，应用SimPowerSystems模块中的元件搭建而成。

前端PFC电路的主要作用是抑制电网谐波并为后端提供稳定的直流电源800 V，三相的储能电感L的选值是关键，技术指标为：输入三相交流电380 V；IGBT开关频率10 kHz；输出功率57 kW；输出直流电压800 V；额定输入电压的升压比为：

(9)

根据单开关的boost升压电路工作在CCM模式下，可计算出D的最大值，而实际电流有一段时间为断续模式，占空比可取最大值的90%，那么在输出800 V直流电压时：

(10)

电路工作在CCM模式下的输出功率为

(11)

可得电感L=82 μH。

由于在主电路采用了三相PFC，在一个市电周期内输入的功率恒定，因此其输出滤波电容比相应功率级的单相电路要小，取C=500 μF，用两个1000 μF/450 V的电容串联而成。

软开关电路和前端的PFC相互独立，根据谐振频率计算谐振电感Lr和电容Cr的值，技术指标为：输入直流电压800 V(即PFC电路输出电压)；异步电机额定功率30 kW；输出电压380 V；输出额定电流76 A；变频器最大工作频率1 kHz；载波频率8～9 kHz；谐振频率100 kHz；电路在两次谐振中Cr等效成交流电源，Cr和Lr构成串联谐振电路。谐振频率条件为

(12)

由于谐振电流的平均值和负载电流平均值相等，通过计算取Lr=0.5 μH，Cr=5 μF。

图3为三相FPC中a相的电流和电压波形，图4选取4个周期内a相和c相的电流进行比较，可以看出a相电流在零点附近的电流波形较平坦，相位补偿的效果较差，而此时c相的电流得到了最大的补偿，这是由部分解耦本身的特点所决定的。图5为三相PFC全桥输出电压800 V和半桥电压400 V，波形平稳且超调小。

图3 a相电压和电流波形

软开关仿真中三个辅助开关的动作情况和母线电压如图6所示，可得在S5关断后立即打开S3，Cr和Lr进入第一次谐振，使Ucr降到零点，开通S4之后，母线电压立即上升，通过第二次谐振使Ucr达到800 V。可见，零电压的凹槽的位置由S3决定，而长度由S4决定。

图4 a相和c相电流波形

图5 三相PFC全桥输出电压波形

图6 ZVS中辅助开关动作及母线电压波形

3 结语

本文将双开关PFC技术、ZVS技术与变频器结合，通过理论分析和Matlab仿真验证了这种结

合是可行的，从仿真波形可得，网侧功率因数高、带载能力强、直流母线电压可控、为零电压开通提供了条件。该电路具有广阔的应用前景。

[1] 居理,赵继敏(Ju Li, Zhao Jimin).通用变频器的网侧谐波及其对策(Harmonics of general purpose inverter and it's countermeasure)[J].电气传动(Electric Drive),2005,35(6):62-64.

[2] Meng Tao, Ben Hongqi, Wang Daqing,etal.Research on a novel three-phase single-stage boost DCM PFC topology and the dead zone of its input current[C]∥IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Washington, USA: 2009.

[3] Zhang Housheng, Tan Boxue. Simulation research on three-phase six-switch PWM rectifier with one cycle control[C]∥Second International Conference on Intelligent Computation Technology and Automation, Changsha, China: 2009.

[4] 朱忠尼,陈坚,王荣(Zhu Zhongni, Chen Jian, Wang Rong).三相FMSPWM软开关逆变器的分析与设计(Analysis and design of three-phase FMSPWM soft-switched inverter)[J].电工技术学报(Transactions of China Electrotechnical Society),2007,22(3):79-84.

[5] 陶礼学,姚钢,陈陈(Tao Lixue, Yao Gang, Chen Chen).一种新型PWM软开关整流器的仿真 (Simulation on a novel PWM softswitch rectifier)[J].电力系统及其自动化学报(Proceedings of the CSU-EPSA),2006,18(6):64-69.

[6] Zhang J M, Ren Y C, Xu D M,etal.Three-phase partly-decoupled CCM PFC converter controlled by DSP[C]∥IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Anaheim, USA: 2001.

[7] 陈国呈,谷口胜则,中村博人,等(Chen Guocheng, Taniguchi Katsunori, Nakamura Hiroto,etal).软开关三相变频器的PWM方法(A PWM method for soft-switching three-phase inverter)[J].电工技术学报(Transactions of China Electrotechnical Society),2000,15(6):23-27.

Three-phasePFCandSoft-switchTechnologyintheApplicationofInverter

SHEN Jin-fei， DING Yang

(Institute of Electrical Automation, Jiang Nan University, Wuxi 214122, China)

Based on traditional inverter, the paper proposed a new circuit with power factor correction and soft-switch technology, which improves the power quality of grid and reduces power consumption. Power factor correction uses a dual switch PFC circuit with a new CCM model and provides a stable DC voltage source with low EMI and is suitable for high power. Behind that a zero-voltage turn-on circuit which consists of three auxiliary switches and LC resonant circuit is adopted. It is easy to control. At last, the paper verified its ability to test with inductive loads by software simulation.

power factor correction(PFC)； two-switch； soft-switch； zero voltage switching (ZVS)

2011-07-26；

2011-09-02

TN773

A

1003-8930(2011)06-0092-04

沈锦飞(1955-)，男，教授，硕士生导师，研究方向为电力电子、电机驱动与控制。Email:sjf_9@hotmail.com 丁 杨(1982-)，男，硕士研究生，研究方向为电机驱动与控制。Email:dy452876@126.com