X波段低副瓣阵列天线研制

司 军，柯 涛，张莉萍

（船舶重工集团公司723所，扬州225001）

0 引 言

如今的平面阵列天线多由多条行馈或者列馈组成。而在一维相扫的相控阵雷达中，大部分是采取每行一个或者几个收发组件，方位面一般是机械扫描，为了增强抗干扰的能力，需要采取低副瓣设计，馈电网络的设计就至关重要[1]。

实践证明，在高频段相控阵雷达中，尤其是X波段以上，只有实现了天馈一体化，才方便后续的生产调试。天线单元和功分器集成化设计，加工出来的天线不需要调试，只要加工工艺控制到位，设计的时候余量留够，一般都是能够满足需求的。

馈电网络最基本的要求是提供阵列天线幅度相位加权所需的功率和相位。在设计之初就考虑到天线互耦的影响并设法减弱，这对低副瓣、超低副瓣天线的设计都是必然的。

本文采取了带状线印刷振子与功分网络一体化设计，首先设计经过幅度加权的功分网络，然后与天线协同仿真。

1 技术指标

天线技术指标为：工作频带：X波段±400MHz；天线副瓣：小于－30dB；输入驻波：小于1.8；阵列形式：天线与功分网络一体化设计；方位波宽：1°。

2 天线单元设计

阵列天线中单元天线间的耦合将影响振子上的电流，设计之初就要在小阵中完成单元的设计。

单元振子天线主要有3种结构形式，分别是微带耦合结构、带状混合环直接馈电结构、带线耦合结构。本文选取了带线耦合结构，如图1所示。图中：L为辐射臂长度；D为辐射臂宽度；W 为馈线宽度。印刷振子带宽较宽，经过特殊设计后，可以满足二维相控阵雷达天线宽波束的需求。

经过优化设计，得到振子天线的基本参数如表1所示。

图1 印刷振子结构图

表1 振子的基本参数

在实际应用中，结合经常使用的板材，选取了介质板厚度为1.2mm，介电常数为2.5的Taconic板材。

建立模型后通过仿真软件建模优化，得到了天线单元的驻波曲线如图2所示，可见在800MHz频带范围内驻波均在1.1以下，该类型的天线驻波带宽较宽。

图2 天线单元驻波曲线

3 馈电网络设计

3.1 阵列天线综合设计

由于要求阵列天线方位面波束宽度为1°，且副瓣电平为－30dB，所以首先选取单元间距为19mm，并采取Taylor方式进行加权，按照余量设计法原则，选取－40dB副瓣电平进行设计，得到幅度分布，然后根据幅度分布计算各子功分器的相关参数。

3.2 功分器设计理论

阵列天线的馈电网络可以提供各天线单元发射或者接收时所需的幅度和相位加权，完成阵列天线的赋形功能。在实际设计中，一般采取功分器通过网络级联的形式来完成整个功分网络的设计。功分器有很多形式，如混合型功分器、分支线功分器等，应根据一定原则结合实际情况进行选取。本项目中，选取原则主要是以下几个：（1）插损要小；（2）隔离度要高，相邻端口间隔离度至少－25dB；（3）结构简单，便于调试设计，便于批量化生产。

单元功分器选取了工程上应用较多的Wilkson功分器形式，其基本结构如图3所示。

图3 Wilkson功分器结构图

在设计功分器的时候，首先根据具体要求选取宽带或者窄带功分器，本文中选取了宽带功分器，需要两级阻抗变换段。图3中所示的就是其原理图。

在已知端接阻抗Z0，Z1，Z2和功分比情况下，设计功分器的计算公式为[2]：

式中：P2为端口2的输出功率；P1为端口1的输出功率。

任意功分比的一分二功分器设计步骤为：

（1）根据功分比计算k2；

（2）根据Z0，Z1，Z2和k2计算特性阻抗Z12、Zo1、Zo2、Zt1、Zt2及隔离电阻值；

（3）计算特性阻抗对应的线宽；

（4）电磁软件仿真计算，得到结构尺寸。

3.3 馈电网络拓扑结构

仿真好单个功分器后就要建立适当的拓扑结构，拓扑结构的选取需要考虑到后接功分比不能大于2.5，否则就难以实现。

由于本雷达天线有2.4m长，考虑到国内微带板的加工能力一般最大为600mm，故在设计之初就要进行仔细的划分，经过认真的计算、筛选，最终选取了如图4～图7所示的拓扑结构。

图4 一分十九拓扑结构图

图5 一分八拓扑结构图

图6 一分九拓扑结构图

图7 一分十二拓扑结构图

考虑到对称因素，另一半和这一部分是对称设计的，只需要翻转即可，然后通过一个一分八的功分器相连完成整个网络的设计。

4 功分网络仿真设计

根据图4～图7得到的拓扑结构图，计算每个功分器的相关参数，并通过电磁仿真软件仿真优化。由于整个功分网络是通过级联而成的，需要保证每个功分器：

（1）输入输出口驻波均在1.14以下；

（2）插损小于0.1；

（3）各端口隔离度小于－25dB。

由于该天线是电大尺寸的，需要软件协同仿真，本文利用Ansoft hfss与Ansoft designer协同仿真，得到了符合要求的功分器。图8为仿真模型，图9为仿真的驻波曲线。

图8 协同仿真的模型

图9 协同仿真的功分器各端口驻波

由图9可以看出，整个大型功分网络驻波在频带内最大为1.48，输入端口驻波为1.3，各端口相位在频带内误差为6°，幅度误差为0.2dB。

5 线与功分网络一体化设计

实践表明，天线与功分网络一体化设计既便于调试生产，也便于实现低副瓣甚至超低副瓣。

把功分网络和天线单元连接后，需要调节振子馈电线的长度来调节输入端驻波比，反复几次优化后可以达到预定的驻波要求。

由于该天线长度是电大尺寸，现有的计算机无法满足计算需要，故首先根据协同仿真得到幅度和相位分布，然后编程计算天线的方向图。虽然这种方法没有考虑互耦的影响，经验表明，只要功分网络的幅相在一定的误差范围内，由其馈电的天线行的副瓣等指标是可以满足要求的。图10～图12是子天线的CAD图。

图10 一分十九天馈一体化CAD图

图11 一分十七CAD图

图12 一分十二CAD图

提取出协同仿真的数据，用Matlab计算了3个频点的方向图数据，如图13～15所示。

图13 下边频方向图数据

图14 中心频率方向图数据

图15 上边频率方向图数据

从计算数据可以看出，在频带范围内，天线的副瓣均在－35dB以下，跟理论设计的－38dB相差不大，接上天线后考虑互耦影响，天线的副瓣在－33dB以下，满足指标要求。

6 结束语

本文介绍的设计一体化阵列天线的技术，是常规的设计天馈一体化的方法，若计算机内存足够大，是可以完成整体仿真的。

[1]刘新琼.S波段大型功分馈电网络设计[J].空间电子技术，2010（1）：101-102.

[2]王鑫亮.S波段赋形阵列天线的研制[M].成都：电子科技大学，2009.