馈电网络对微带天线阵列时域散射特性的影响

张雪芹 王均宏 李 铮

(1.防化研究院，北京 102205； 2.北京交通大学光波所，北京 100044)

1.引 言

由于微带贴片阵列天线具有体积小、共形性好、可贴在载体表面而不占用额外空间等特点，已在火箭、导弹等高速飞行器的通信和探测系统中得到广泛应用，也得到了越来越多的关注[1-2]。由于目标隐身的需要，希望能够清楚地了解微带贴片天线的散射具有哪些特性，因此,有不少文献研究了微带天线的散射特性。文献[3]用矩量法计算了矩形贴片的散射，并同实验结果进行了比较；文献[4]研究了介质覆盖层对于矩形贴片散射的影响；文献[5]分析了同轴馈电的矩形微带天线在脉冲照射时，阻抗以及电流密度的变化情况。通常情况下，天线馈电方式的不同将影响其散射场的能量和峰值及空间分布，如当偶极振子天线及其阵列馈电网络端接50欧阻抗时，散射脉冲的峰值和能量都会明显减小[6-7]。微带天线的馈电方式对于散射场的影响不同于振子阵列天线，它有着自己的特殊性，对微带天线阵列带宽和增益也有明显的影响[8]。本文分析了探针单独馈电和微带网络馈电两种情况对于微带贴片阵列天线后向散射场的影响，结果表明：对于微带阵列天线，普通的微带馈电网络不能用于减小脉冲的散射，必须进行一些特殊的设计。

2.天线结构和计算方法

2.1 天线结构

本文所研究的微带天线阵列结构如图1所示。几何参数如下：贴片尺寸L×W=36.6 mm×26 mm，贴片之间的间距a=54.9 mm，b=54.6 mm，c=26 mm，d=36.6 mm，地板尺寸Ly×Lz=219.6 mm×187.2 mm，介质基片的厚度h=1.6 mm，相对介电常数εr=2.6.天线的中心工作频率有两个(对应于两种馈电模式和极化方向)，分别为2.5 GHz(y方向极化)和3.3 GHz(z方向极化)。

图1 微带天线阵列结构示意图

2.2 计算方法

3.探针分别馈电对散射场的影响

微带贴片的输入阻抗设计为50欧姆，经商用电磁场软件分析，该矩形微带贴片天线可工作于两个频点，即2.5 GHz和3.3 GHz，分别对应于不同的馈电位置和不同的主极化方向。2.5 GHz对应于主极化方向ρ=90°(电场平行于贴片的长边)，ρ为极化角度，为电场与θ方向的夹角；3.3 GHz对应于主极化方向ρ=0°(电场平行于贴片的短边)。在这两个频率点，天线的|S11|均小于-20 dB.用FDTD模拟探针馈电时，在每一贴片与地板间馈电点所在位置处加载50欧姆电阻。当g=10×109/s的高斯脉冲从θ=90°,φ=0°方向、以ρ=0°极化状态入射时，天线阵列的后向散射波形如图2(看412页)所示。直觉上，接负载后贴片电流会减小，相应的散射场峰值应明显降低，然而接负载后散射场的第一个峰值与没有接负载时几乎没有区别。利用散射场分离算法，去掉地板的影响后得到图3(看412页)所示结果，对比图2和图3可以看出，原来图2中的第一个很大的峰值主要是由地板的散射产生的，所以不会因为贴片是否接负载而变化；而去掉地板的影响后再考察图2中的散射波形时发现，散射能量和散射波形峰值都有所减小，因为负载吸收了一部分能量。

图4(a)为有限大地板微带天线阵列的散射场频谱图，对应于图2中的时域波形。从图4(a)中不能清楚地看出贴片天线散射的频谱特征。图4(b)则是对应于图3中的时域波形的频谱图，仅来自于贴片阵列的贡献。从该图中可以看出，由于主极化方向对应于工作频率3.3 GHz，所以在3.3 GHz附近出现谐振，此时由贴片阵列产生的散射很强，可以与地板的散射相比拟，而接负载后由于负载的吸收作用使得散射强度大为减小。对比图4(a)中的下陷峰和图4(b)中的上升峰位置以及从图4(a)中无贴片时的频谱曲线可以看出：中心频率处贴片的后向散射场与地板的后向散射场在正面入射时是相互抵消的。在图4(b)中其他地方没有下陷点是由于贴片不谐振，不能产生足够的散射场以抵消地板的散射场。

(a) 整个阵列

(b) 分离出的贴片的贡献图4 微带阵列散射场频谱及分离出的贴片的贡献(θ=90°， φ=0°， ρ=0°)

上面所讨论的散射场结果是在入射脉冲极化方向为ρ=0°、与z轴平行的情况下得到的，因此，无论馈电点的位置对应于频率2.44 GHz还是对应于频率3.3 GHz，天线的散射脉冲的主频率都在3.3 GHz左右。如果改变入射波的极化方向，令ρ=90°，则当入射波从θ=90°，φ=0°方向入射时，有限大地板微带天线阵列的后向散射波形为正负峰值±0.3 V/m的脉冲信号，与图2相似。利用散射场分离算法计算后也发现这一脉冲信号主要是来自地板的贡献。去除地板和介质的散射后，分离出来的微带贴片阵列的后向散射场在贴片接负载时峰值和能量都明显减小，其散射场频谱图也表现出了与入射脉冲极化方向为ρ=0°时的散射场相同的特性，如图5所示，但无论馈电点的位置对应于频率2.44 GHz还是对应于频率3.3 GHz，此时天线的散射脉冲的主频率都在2.44 GHz左右。

图5 极化方向ρ=90°时由微带贴片阵列分离出的贴片的贡献(θ=90°， φ=0°)

从以上分析发现，微带天线阵列通过馈电探针并端接负载后，其后向散射场的振荡拖尾大大减小，散射场的峰值和能量都有所减小，尤其是在谐振频率附近，由贴片所产生的散射场峰值减小到了原来的1/4左右。并且从后向散射频谱图发现，当极化方向ρ=0°时贴片产生的后向散射场主要是由微带贴片的窄边谐振电流产生，谐振频率为3.3 GHz，当ρ=90°时后向散射场主要是由微带贴片的宽边谐振电流产生，谐振频率为2.44 GHz.不过，需要指出的是这里模拟的通过探针端接负载的方法实际上与同轴馈电网络的情况还是有区别的，真正的同轴馈电网络的情况与下一节的微带馈电网络的情况是一样的。

4.微带馈电网络对散射场的影响

对于4×4的微带阵列天线，利用微带线馈电方式，同样要求贴片呈现出50欧姆的输入阻抗。经商用软件分析得到它的窄边微带馈电结构示意图如图6所示，宽边馈电方式与此类似。由于部分微带馈线很窄，要求FDTD计算过程中选择较小的网格尺寸。在窄边馈电时，本文所选网格大小为：Δx=1.22×10-3，Δy=8.00×10-4，Δz=8.70×10-4，这样所需内存超过了2G，因此，采用了计算机集群和并行FDTD算法[10]。为了分析准确，在分析过程中用到的所有计算结果都是在这一网格尺寸下得到的。

图6 微带馈电网络结构图

从探针馈电情况的分析得知：有限大微带阵列天线的地板散射在阵列散射中占了主要部分，为了详细分析微带贴片阵列的散射情况，在计算和分析时都将总散射场减去了地板的影响。计算时入射脉冲的极化方向ρ=0°，高斯参数为g=10×109/s，脉冲入射方向为垂直于微带阵列天线的方向，即θ=90°，φ=0°。图7为微带馈电网络末端有无端接负载时、由贴片单独产生的时域散射波形图比较，从图中发现两者在前期没有明显的区别，但在后期有负载情况时的平均震荡幅度要小些。从图7的频谱图也发现，频谱分量没有明显的变化。为了进一步分析，我们在每一个微带贴片的微带馈电处都直接接上50欧姆的负载，这与第3节探针馈电的情况类似，得到的后向散射场时域波形和频谱图如图8所示。从中发现接负载后时域波形幅值减小，从频谱图上也能看出在3.3 GHz附近的幅值减小近一半。

图7 馈电网络末端有无端接负载时贴片单独产生的时域散射波形和相应的频谱

图8 直接在各贴片窄边接负载与否时的散射波形和相应的频谱

关于馈电网络末端端接负载和每个贴片单独连接负载时散射场波形和频谱不同的现象，可以从频域阻抗和时域时延两个方面加以解释。如果微带天线阵的馈电网络末端端接负载，实际上是负载经过了几段传输线后再与每个贴片连接。由于在很宽的频带内天线输入阻抗与微带馈线的特性阻抗都不匹配，所以当脉冲入射到贴片后，大部分能量直接散射回去，仅有小部分能量进入馈线并沿馈线传输到负载端，被负载吸收。如果没有接负载，这部分能量将再次返回贴片输入端并有一少部分再次经贴片辐射出去，但时间上延后。因此，从波形上看，前期类似于开路的情况，这在前面分析中已经看到了，而后期则因馈电网络末端是否接负载而有所不同，接负载的情况后期波形幅度要小些，从图7中可以看出来。但是，如果直接在每个贴片的馈电处直接接上负载，那么这一负载对所有的频率分量都将产生损耗，而不像馈电网络的情况那样，大多数频率分量的信号不能进去，只有能进馈电网络的中心频率附近的频率分量才能在网络末端产生损耗。所以单元上直接连接负载的阵列的散射场比不接或通过馈电网络连接的情况要小得多。

从以上两组图可以看出，由于微带线馈电属于窄带馈电，只在中心频率附近能够与贴片的输入阻抗匹配，在其他频段难以实现匹配，因此，对于频谱较宽的入射脉冲起不到多大吸收能量减小散射的作用。所以窄带馈电网络天线阵列得到的脉冲散射波形与有没有接负载关系不大。这也说明对于微带阵列天线，普通的微带馈电网络不能用于减小脉冲的散射，必须要进行一些特殊的设计。

5.结 论

本文研究表明，有限大的微带阵列天线的散射场主要是由地板产生的，并且微带贴片阵列的谐振频率与入射脉冲的极化方向有关，因此，不同的极化方向对应于不同峰值的散射频谱。根据本文研究的探针和微带两种馈电方式下散射场的特性发现，对每个贴片单独接负载时，单独由微带贴片阵列产生的后向散射场峰值和能量都大大减小；而对于采用馈电网络馈电并在馈电网络输入端接负载时，对于频谱很宽的入射脉冲则起不到多少吸收能量减小散射的作用，因为只在中心频率附近贴片与馈电网络实现阻抗匹配，只有其中与中心频率对应的一小部分能量能够传输到终端被吸收。

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