弧流放电用功率直流电源的设计和实现

2011-05-11李伟

通信电源技术 2011年3期

李伟

(中国电子科技集团公司第38研究所，安徽合肥230088)

0 引言

本文设计了一种特殊的用于弧流放电的开关电源，该电源具体要求是在30% ～100%负载下，稳态精度和纹波均低于3%，电压上下沿为ms量级;另外由于该电源系统结构上的特殊要求，其电源负极将悬浮在直流50 kV之上，故电源需要对地隔离50 kV直流。其特别要求是:在负载发生短路时，电源能在极短时间内(100 μs)分断前级电源(可含一定量容感储能)以保护负载和电源。

本文对电源主电路的各级单元进行了设计和合理选型，特别在高频变压器的漏感对占空比损失的影响方面做了分析，在控制上实现了2SD315A驱动模块的高速保护功能。

1 主电路拓扑设计

电源额定参数为400 V、300 A，最大输出功率120 kW，电源还要求具备宽的电压输出范围(100～300 V)，考虑到还有高频变压器漏感的影响，过小的逆变占空比，会加大滤波电感电容，同时又会影响电源的快速响应。因此对电源拓扑结构设计采用AC-DC-DCAC-DC 的方案［1］，如图1所示。

图1中，第一级AC-DC采用常规380 V经三相不控整流桥带电容滤波输出直流;第二级DC-DC采用双IGBT并联得到高频40 kHz Buck降压电路，输出电压的调节通过对Buck电路的占空比调节进行;第三级至最后采用单相20 kHz逆变与再经高频整流和比较小的高频电感电容滤波方式，由20 kHz高频变压器承担50 kVDC高压隔离。

图1 电源主回路结构图

2 主回路单元参数设计

各器件选管电压按照2～3倍峰值电压，而电流按照不同原则，即IGBT按2～3倍脉冲幅值，二极管(低、高频)均按2～3倍通态平均值。

DC-DC(Buck)中IGBT采用EUPEC公司的高速半桥FF600R17KF6C-B2型，额定电压1 700 V，额定电流600 A(80℃)，浪涌电流800 A/1 ms，上升时间250 ns，关断时间 550 ns。

IGBT驱动电路采用CONCEPT公司新推出的2SD315A［2］，其结构如图2所示。它是一种集成度很高的驱动模块，内部包含两路IGBT驱动电路，可以用于驱动1 700 V的IGBT，具有安全性、智能性与易用性的特点。最值得关注的是，该芯片具备通过测量IGBT结电压可实现主回路短路与过流下直接下拉触发信号实现μs级快速保护IGBT，这正好实现了该电源所期望的快速切断电源的要求。

图2 2SD315A结构图

DC-AC高频逆变选择与Buck电路相同的IGBT，在控制方式上利用变压器的漏感及管子的寄生电容谐振来实现ZVS，控制芯片选用 Unitrode公司生产的UC3875N。通过移相控制，超前桥臂在全负载范围内可实现零电压软开关，滞后桥臂在75%以上的负载范围内实现了零电压软开关移相控制芯片，整体效率可以达到80%，功率因数也可以控制在0.8以上。

该电源要求隔离50 kV高压，这对于AC-AC大功率高频变压器的设计是一个苛刻的条件。如果为增加绝缘等级增大变压器初、次级绕组之间距离，那么匝与匝之间的漏感过大会造成占空比的损失。因此，本设计中变压器采用高压隔离方案［3］:初级绕组紧贴铁芯绕线，初、次绕组间隔4 cm，中间由具有良好绝缘性能的聚苯乙烯塑料支撑，高频变压器浸在变压器油中。根据经验，初、次级绕组间隔1 mm能耐压10 kV(变压器油浸)，留有足够的裕量。

另外考虑变压器空载合闸会产生励磁涌流，而励磁涌流大小与合闸时刻电压的初始相角有关。考虑最严重情况，180°方波电压加在高频变压器上后，主磁通线性上升到最大值。如果变压器正常工作时铁芯处于饱和状态，励磁涌流可以达到额定电流3倍以上，造成逆变桥IGBT过流，严重时会损坏器件。因此高频变压器铁心采用超微合金材料，该材料具有较高的饱和磁感应强度和较低的剩余磁感应强度，避免铁芯磁饱和。

最后一级AC-DC的二极管采用IXYS公司的快恢复二极管MEO550-06 DA，反向恢复时间150 ns，反向峰值电压600 V，正向电流514 A。

整个电路有三个位置使用LC电路，一是工频整流AC-DC电路，可采用LC或单C进行滤波;二是DCDC(Buck)中的LC，这是Buck电路中为保证直流电流连续和纹波电压的常规环节;三是DC-AC-AC-DC整个环节，设计上其暂态过程和功能其实与Buck基本一致可综合考虑。

工频整流LC电路设计为单C进行滤波，三相桥可视为在电压300 Hz的脉动下对电容充电，时间为20/6=3.33 ms，根据电容特性补充的电荷按库仑［4］计算为:

电容电流由于等同前级电源，因此取负载平均电流。

DC-DC(Buck)中的LC电感选型为

在占空比D1条件下，输出电压U0越低、开关频率fs越高、电感L越大则平均临界电流IOB越小，越容易实现电感电流连续工作情况。电容选型以纹波(总谐波效应)的幅值为依据，纹波系数

可见滤波电感和电容是等量纲的，最终根据电源参数取值。

DC-AC-AC-DC的环节分析和选型与Buck电路一致，并要考虑到逆变桥的死区设置和高频变压器漏感带入的占空比损失。

3 保护电路设计

由于电源需要能在极短时间内(100 μs)分断，设计利用2SD315A自身的保护功能，图2中2SD315A两通道输出端都配备有Uce监测电路。当某一路或两路的驱动侧电力器件出现短路或过流现象时，监测电路会立刻将异常状态回馈到驱动模块，产生故障信号并将它锁存，驱动模块内部会同时产生一个典型值为1 s的封锁时间，在封锁期间，驱动模块处于封锁状态，将两组IGBT及时截止。同时，状态输出端对应的SO引脚也输出代表出现故障的低电平信号，可以用于其他保护控制。通过参考电阻Rth阻值的选取，可以决定IGBT的电流保护阈值。原理如下:IGBT开通状态下，当驱动模块某一路中引脚C的电压超出引脚Rth时，驱动模块就进入保护状态，而2SD315A内部的电流源在Rth引脚提供150 μA的输出电流。

式中，Uth为IGBT的 Uce电压保护阈值;Ud为 IGBT集电极所连接二极管(这里为两个1N4007)的导通压降，约为 1.45 V;I为 Rth上的恒定电流(150 μA)。这样按照实际选用的IGBT由式(4)计算可得驱动侧参考电阻Rth。当负载过流和短路时，即主电源中IGBT过流，Uce超出设定值时，驱动模块将自动进入保护状态，下拉驱动输出均为－15 V。

4 占空比损失分析

图1中，由于逆变桥从开关管T1，T4向开关管T2，T3换流时，在开关管T1，T4关断后，高频变压器无法提供负载电流，电感续流，不控整流桥导通，高频变压器次级相当于短路。又由于漏感的存在，一次侧电流缓慢下降，与开关管T2，T3反并联的二极管会导通，此时高频变压器一次侧电压全部加在漏感上，使一次侧电流线性降到零。经过4 μs的死区时间后，开关管T2，T3驱动信号到来，但此时一次侧电流还未下降到零，开关管T2，T3并不能导通。当一次侧电流到零后，开关管T2，T3导通，一次侧电流再反向线性上升，一次侧电流依然无法提供负载电流，电感继续续流，造成占空比损失，为了保证输出占空比损失并不严重，必须限制高频变压器漏感在一个范围内，这在高频变设计中已经考虑，Lσ≤8.3 μH。

5 实验结果与分析

图3为20 kHz下高频变压器原副边电压波形。换流时间大约为 10 μs，损失占空比时间约为 4 μs，输出占空比D≈0.9，这与设计的结果一致。

图3 高频变压器原副边电流波形

图4为该电源的给定电压，输出电压和电流波形。按100 ms的工作脉宽，输出精度和纹波系数＜3%，为检验动态上下沿，增加了40 ms的预给定电压，可见上下沿速度均可达到ms量级，满足最初设计目标。

图4 电源输出波形

图5为负载短路时，2SD315A的快速保护功能的实现。曲线1代表Buck中IGBT通过电流;曲线2代表IGBT Uce电压。实验采取了电源启动时遇到负载短路的情形，当IGBT的保护阈值达到时，IGBT的触发电压迅速下拉，电流在1 μs内被迅速切断，而IGBT Uce电压保持前级直流电压，这样负载不再承受电压和电流，达到保护目的。