一种新的基于互相关的同频同相调整方法

杨 凌,陈精杰,郝杭州

(1.兰州大学 信息科学与工程学院,兰州 730000;2.解放军63756部队,山东 青岛 266114)

1 引 言

航天测控技术是航天器在轨正常工作和运行的重要保证。航天测控主要指地面测控站对航天器的测量和控制,其中地面站和航天器之间的通信起着主要的作用。由于电磁环境的复杂和恶化,对测控通信信道的影响日趋严重。此外,航天器和地面测控站之间的相对运动产生的多普勒频移对地面接收信号的影响也日趋加深。采用多重布站的方式和通信信道中喷泉码的应用,可以较好地改善接收信号的质量[1]。但是,多重布站的方式会造成设备的复杂和成本增高,喷泉编码的方式会增加信号带宽和接收信号处理上的复杂度。分集接收技术的出现有效地解决了这一问题,针对不同的信号衰落形式,分集接收技术对抑制干扰噪声和改善信号的传输质量十分有效[2,3]。分集接收技术是将携带同一信息的信号,利用不同路径、不同频率、不同极化方式进行传送,在接收端将各个支路信号按某种方式加以合并,然后提取信息。分集接收的合并方式是实现分集接收的关键,根据合并方式的不同,可分为选择合并(Selection Combining,SC)、等增益合并(Equal Gain Combining,EGC)、最大比合并(Maximal Ratio Combining,MRC)[4,5]。其中,最大比合并方式理论上可以获得最大3 dB的输出增益,因此在实际中应用最为广泛。

最大比合并是以使合并后信噪比最大为原则来控制接收信号的相位和幅度的[6],它根据各路信号的信噪比进行加权合并输出,加权系数正比于信号的信噪比,即信噪比大的信号对输出的贡献要大。在最大比合并方式中有两大关键技术,一是两路信号同频同相调整[7],二是根据信噪比对两路信号进行正确加权[8]。本文针对信号的同频同相调整方法进行研究,提出一种基于互相关的同频同相调整方法。

2 常用的同频同相调整方法

要实现最大比合并,各路信号的瞬时相位和频率必须相同。影响多路信号频率和相位的因素主要有多径效应和多普勒频移等,由于在实际传输中频率的影响相对较小,而相位的累积效应非常大,所以同频同相调整主要进行同相调整。目前相位调整方法多采用差模校相的方法[9—10],其原理框图如图1所示。

图1 差模校相原理框图Fig.1 Block diagram of differential mode adjustment

频率控制字产生器产生的控制字控制两个压控性能对称的数字控制振荡器(NCO),分别产生频率为 ω0、ω′0,相位为 θ0、θ′0的两路本地信号 。数字下变频采用正交数字下变频,接收信号经AGC调整和数字下变频网络之后分别输出左旋同相支路(I)、正交支路(Q)信号 IL、QL以及右旋同相支路(I)、正交支路(Q)信号 IR、QR:

图1中各主要参数的关系如下:

式中,ω为合并后的角频率,cL、cR分别为左、右旋信号的加权系数,an、bn分别为合并前左右旋信号幅度,A为合并后的信号幅度。由式(7)可以得出A为一常数,因此相位控制字的大小由Δθ来决定,通过设定两路频率控制字使得 θ0=-θ′0,将式(4)、式(5)代入式(6)得到:

式中,2θ0是补偿的相位,当θ′i超前于θi时θ0为负,而 θ′i滞后于θi时 θ0为正,从而逐渐使两路信号达到同相调整的目的。

该方法在进行同频同相调整的过程中,忽略了传输频率和多普勒效应的影响,且调整过程中设定Sn(n)=±1,所以该调整方法受限于调制信号类型。针对这一缺陷,本文提出了一种新的基于I、Q支路左、右旋信号做复相关的同频同相调整方法。

3 基于互相关的同频同相调整方法

图2给出了本文所提出的基于互相关的同频同相调整方法与差模校相不同部分的原理图。

图2 基于互相关同频同相调整原理图Fig.2 Block diagram of same frequency and phase adjustment based on cross-correlation

假设接收到的两路信号分别为SL(t)和SR(t):

式中,AL、AR分别为左 、右旋信号的幅度,ωL、ωR 分别为左、右旋信号的中心频率,θL、θR分别为左、右旋信号的初始相位,nL、nR分别为叠加在左、右旋信号上的高斯白噪声,Υ代表调制数据信息。根据 Υ的物理意义不同,接收信号可以代表BPSK、QPSK、FSK、FM等各种信号形式。

经过自动增益控制(AGC)调整后左旋信号为

右旋信号为

开始时左旋本地信号同相支路为

正交支路为

右旋本地同相支路为

正交支路为

式中,ω为本地载波频率,在这里认为本地载波初始相位为零。

左旋信号经过正交下变频后变为:同相支路:

正交支路:

右旋信号经过正交下变频后的信号为

左旋混频信号经过滤波后,高频信号被滤除。同相信号变为

正交信号为

右旋混频信号经过滤波后,高频信号被滤除。同相信号为

正交信号为

式中,n′LI、n′LQ、n′RI、n′RQ为滤波后的噪声 。

对两路信号的左、右旋信号作互相关:

式中,nI、nR为噪声。再采用反正切的方式计算出误差信号(ωR-ωL)t+θR-θL,误差信号通过环路滤波器,得到控制信号,分别控制两个本地NCO,使其产生新的频率控制字,使(ωL-ω)t+θL和(ωR-ω)t+θR相等,从而达到同频同相调整的目的。从公式(25)、(26)可以看出,公式中不包含调制信息,因此,该调整方法不受调制信号类型的影响。

4 实验验证

4.1 同频同相调整效果仿真

为了验证新的基于互相关同频同相调整方法的有效性,采用Matlab进行仿真。

(1)单载波信号仿真

采样频率为28 kHz,左旋载波频率1 MHz,初相位π,右旋载波频率为2000kHz,初始相位为0,仿真结果如图3所示。

图3 单载波同频同相调整仿真Fig.3 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on single-carrier

(2)BPSK信号仿真

采样频率为28 kHz,开始时左旋频率为5 MHz,初相位π,右旋频率为6 kHz,初始相位为0,仿真结果如图4所示。

图4 BPSK同频同相调整仿真Fig.4 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on BPSK

(3)FSK信号仿真

数据速率2 kbit/s,采样频率为28 kHz,开始时左旋频率为5000kHz,初相位π,右旋频率为6000Hz,初始相位为0,仿真结果如图5所示。

图5 FSK同频同相调整仿真Fig.5 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on FSK

由图3～5可以看出,针对上述3种不同调制方式的信号,在采样点约550点时,左右旋信号的频率、相位误差基本为0,达到了同频同相调整的目的。

4.2 实际测试结果

表1和表2给出了BPSK、FSK信号的实际硬件测试结果,测试平台采用某通信系统通用解调接收机,模拟源采用通用调制模拟源。

表1给出了以BPSK信号误码率形式反映的实际硬件测试合成效果。模拟信号设置:信号载频fc=70MHz,码元速率 fd=2Mbit/s,采样频率 fs=56 MHz。

表1 BPSK信号合成效果Table 1 BPSK signal synthesis result

表2给出了以FSK信号误码率形式反映的实际硬件测试合成效果。模拟信号设置:数据速率fd=2 kbit/s,采样频率 fs=56 kHz。

表2 FSK信号合成效果Table 2 FSK signal synthesis result

在表1和表2中,理论合成增益[11]栏表示在左、右旋信号的信噪比为对应的数值时,采用最大比合成方式时的理论输出增益;实际合成增益栏表示在本文给出的条件下的实际输出增益。可以看出,实际的输出增益与理论输出增益接近,在两路信号信噪比相当时,输出的合成增益接近3 dB。同时,实测的误码率也满足实际要求,说明新方法满足最大比合并的要求。

5 结 论

通过对目前常用同频同相调整方法的分析,发现其存在对调制信号类型限制的弊端,给实际应用带来诸多不便。本文针对这个问题,提出了一种不依赖调制信号类型的新的同频同相调整方法,有效解决了目前方法中的缺陷。本文所介绍的同频同相方法已在实际中得到应用,取得了较好的合成效果。

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