脉冲序列控制反激变换器输出电压纹波和脉冲组合方式

牟清波 许建平 秦 明 王金平 周国华

（西南交通大学电气工程学院 成都 610031）

脉冲序列控制反激变换器输出电压纹波和脉冲组合方式

牟清波 许建平 秦 明 王金平 周国华

（西南交通大学电气工程学院 成都 610031）

分析了一种新型非线性控制方法——脉冲序列控制，通过调整两组预先设定的控制脉冲的组合，实现开关变换器输出电压的调整。脉冲序列控制开关变换器的控制电路简单、可靠，不需要补偿网络。对脉冲序列控制反激变换器的工作原理及控制策略进行了系统、深入地分析，研究了不同负载情况下一个脉冲序列周期内的脉冲组合方式和输出电压纹波，设计了一个脉冲序列控制器。仿真与实验结果验证了理论分析的正确性及控制器设计的可行性。

脉冲序列控制 脉冲宽度调制 反激变换器 断续模式

1 引言

相对于线性电源，开关电源因其具有高功率变换效率、高功率密度、低成本等优异性能而得到了越来越广泛的应用。反激开关变换器具有电路结构简单、输入输出电气隔离、电压调节范围宽、易实现多路输出等优点而获得广泛应用。在电流断续工作模式下，反激变换器的电感电流在开关管导通前为零，整流二极管在零电流状态下关断，这种固有的软开关特性使得电流断续工作反激变换器具有很高的工作效率和较低的电磁干扰，从而在 100W 以下的小功率离线式应用场合获得了广泛应用[1]。随着对开关电源控制系统性能要求的不断提高，以线性控制理论为基础的脉冲宽度调制技术在瞬态特性和鲁棒性等方面的缺陷逐渐受到人们的关注。为提高开关电源的性能，有必要引入非线性控制等具有更优控制性能的新型控制方法[2-4]。

脉冲序列（Pulse Train，PT）控制技术是近年来出现的一种新型开关电源控制技术，与传统的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）不同，脉冲序列控制通过调整两组预先设定脉冲的组合来调整输出电压[5]。脉冲序列控制的电路实现简单，控制环不需要补偿网络，并且在外界条件变化具有快速的动态响应速度，非常适用于对可靠性要求较高的开关电源控制系统中[6-11]。开关变换器的脉冲序列控制引起了工业界的广泛关注，并已开发出相应的控制芯片，成功应用于开关电源的产品设计中。

虽然开关变换器的脉冲序列控制得到了成功的应用，但其存在输出电压纹波较大的缺点，限制了其在工业界的广泛应用。目前关于开关变换器的脉冲序列控制的研究工作还不够全面、深入，影响了开关变换器的脉冲序列控制的发展。

本文对工作于电流断续模式的脉冲序列控制反激变换器进行了深入的研究，分析了其工作原理及控制策略；研究了反激变换器在不同工作状态下的脉冲序列组合方式，以及通过调整脉冲组合方式实现反激变换器输出电压控制的原理；根据每个开关周期反激变换器输出电压变化量的分析，研究了负载变化时一个脉冲序列内控制脉冲的组合方式和脉冲序列控制反激变换器输出电压的纹波特性；通过仿真与实验验证了本文理论分析的正确性与控制器设计的可行性。本文的研究结果，对于系统、深入地认识和了解脉冲序列控制开关变换器的控制特性、指导脉冲序列控制开关变换器的设计和应用，具有显著的指导意义。

2 脉冲序列控制技术

对于如图1a所示脉冲序列控制反激变换器，在每一个开关周期开始时刻，采样电路（sample）采样输出电压，当输出电压反馈量低于参考电压 Vref时，比较器（comparator）输出高电平，控制器选择高功率脉冲 PH作为反激变换器功率开关管的控制信号，使输出电压上升；反之，当输出电压反馈量高于参考电压 Vref时，比较器输出低电平，控制器选择低功率脉冲 PL作为反激变换器功率开关管的控制信号，使输出电压下降。高、低功率脉冲PH、PL具有相同的开关频率，它们所对应的占空比分别为DH和DL（k=DH/DL，k＞1）。开关变换器稳态工作时，在高、低功率脉冲PH、PL的占空比确定的情况下，高功率脉冲PH和低功率脉冲PL的组合形成一个脉冲序列周期，通过调整这个脉冲序列周期内高功率脉冲PH和低功率脉冲PL的组合可以实现开关变换器输出电压的调节。

图1b为变压器电压比n=1时，断续工作模式下脉冲序列控制反激变换器在高、低功率脉冲作用下的一次电流 iL和二次电流 iS波形。在每个开关周期起始时刻，驱动脉冲输出高电平，开关管导通，变压器储能，一次电流线性上升，整流二极管反向截止，电容向负载放电，输出电压下降；当驱动脉冲输出由高电平转变为低电平时，开关管关断，整流二极管正向导通，变压器储存的能量对电容进行充电，输出电压上升；当变压器储存的能量全部转移到负载后，开关管和整流二极管都处于关断状态，电容向负载放电，输出电压下降，直到下一个开关周期的来临，开始一个新的开关周期。

图1 主电路图及工作波形Fig.1 Main circuit and working waveform

在一个高、低功率脉冲的控制下，反激变换器获得的能量分别为

当反激变换器工作于稳态时，µH个高功率脉冲和µL个低功率脉冲构成一个脉冲序列，在一个脉冲序列周期内，反激变换器中电容的储能为零，电感储能全部传递到负载。

脉冲序列控制的一个极限情况是脉冲序列仅由低功率脉冲构成，此时反激变换器的负载功率为脉冲序列的另一个极限情况是脉冲序列仅由高功率脉冲构成，此时反激变换器的负载功率为当负载功率 P在和之间时，可以通过调整脉冲序列周期内高、低功率脉冲的组合，实现反激变换器输出电压的调节；而当负载功率大于高功率脉冲控制反激变换器所能输出的最大功率时，输出电压将跌落；反之，当负载功率小于低功率脉冲控制反激变换器所能输出的最小功率时，输出电压将上冲。由式（1）和式（2）可知，低功率脉冲控制时变换器传递的能量是高功率脉冲的 1/k2倍，因此，通过改变k值可以调整负载的功率范围。

3 输出电压纹波及脉冲组合方式分析

3.1 开关周期内输出电压纹波分析

由图1b所示工作于DCM模式反激变换器在一个开关周期内变压器一、二次电流波形，可知其在一个开关周期内有三个工作状态：①开关管导通阶段（tON），在每个开关周期起始时刻，驱动脉冲输出高电平，开关管导通，变压器储能，电感电流线性上升，整流二极管反向截止，电容向负载放电，输出电压下降。②开关管关断阶段（tOFF），当驱动脉冲输出由高电平转变为低电平时，开关管关断，整流二极管正向导通，变压器储存的能量对电容进行充电，输出电压上升。③空闲阶段（tN），当变压器储存的能量全部转移到负载后，开关管和整流二极管都处于关断状态，电容向负载放电，输出电压下降，直到下一个开关周期的来临，开始一个新的开关周期。

设变压器电压比为 n，则在高功率脉冲 PH控制时，一个开关周期内三个工作状态对应的时间段分别为

这三个工作状态对应的时间段内输出电压的变化量分别为

由上述三个不同时间段内输出电压的变化量，可得输出电压在一个开关周期内总的变化量ΔvC,H为

同理，可得在一个低功率控制脉冲PL周期内，输出电压在一个开关周期内总的变化量ΔvC,L为

3.2 高、低功率脉冲组合分析

在稳态工作时，由电荷守恒原理可知在一个脉冲序列周期内电容电压的变化量为零，即在一个脉冲序列周期内，电容电压的上升值等于下降值，因此有即

表1所给出了反激变换器的电路参数。

表1 电路参数Tab.1 Circuit parameters

由式（3）～式（5）可分别得到ΔvC,H、−ΔvC,L和µH/µL与负载电阻R的关系曲线，如图2所示。

图2 ΔvC,H、−ΔvC,L和µH/µL与负载R的关系曲线Fig.2 ΔvC,H，−ΔvC,Land µH/µLas functions of R

从图 2a可以看出，当负载功率增加时，ΔvC,H减小，−ΔvC,L增大；从图2b可以看出，当负载功率增加时，µH/µL比值增大，即在负载功率较大时，脉冲序列由较多的高功率脉冲和较少的低功率脉冲构成；反之，在负载功率较轻时，脉冲序列由较少的高功率脉冲和较多的低功率脉冲组成。

由于在一个脉冲序列周期内，高、低功率脉冲形成的输出电压的纹波变化量相等，由式（5）可知在图2a中两条曲线相交处，µH=µL，即脉冲序列将由相同数量的高功率脉冲和低功率脉冲周期构成，以实现输出电压的调整。

由图2及式（5），根据一个脉冲序列周期内高、低功率脉冲的组合方式，可以确定负载功率的大小；同理，对于一定的负载功率，可以得到此时对应的高、低功率脉冲数量的比例关系。

3.3 脉冲序列周期内输出电压纹波分析

稳态工作时，开关变换器在一个脉冲序列周期内高、低功率脉冲产生的输出电压变化量相等，因此，可以通过计算一个脉冲序列周期内高功率脉冲产生的输出电压变化量，获得脉冲序列控制开关变换器在一个脉冲序列周期内的输出电压纹波。

若一个脉冲序列周期由两个高功率脉冲 PH和一个低功率脉冲PL组成，则可得到如图3所示输出电压纹波的波形。由图3可以得到此时一个脉冲序列周期内输出电压的纹波为同理，当一个脉冲序列周期由连续µH个高功率脉冲周期及µL个低功率脉冲组成时，输出电压纹波为

图3 由两个高功率脉冲PH和一个低功率脉冲PL构成一个脉冲序列周期时的输出电压纹波Fig.3 Output voltage ripple within a pulse train repetition cycle constituted by two PHand one PL

对应表1中的电路参数，在负载电阻R=12Ω、µH/µL=2时，可得如图4所示Δv随DH的变化关系。从图4可以看出，Δv随DH的增大而变大。因此，当低功率脉冲PL所对应的占空比固定时，增大高功率脉冲 PH对应的占空比DH，即增大k=DH/DL，虽然可以增大负载的功率范围，但同时会增大输出电压的纹波。所以k值的选择需要折中考虑输出电压纹波及输出功率变化范围。

图4 Δv与DH的关系曲线（R=12Ω、µH/µL=2）Fig.4 Δv as a function of DHwhen R=12Ω、µH/µL=2

4 脉冲序列控制器设计

针对前面讨论的脉冲序列控制反激变换器的工作原理，设计了一个简单的脉冲序列控制器。图 5所示为控制器的电路图和对应的主要工作时序图。脉冲序列控制器的工作过程为：三角锯齿波VSAW与VCP比较产生时钟信号CP，同时VSAW与预先设定的VPH、VPL比较产生占空比固定的控制脉冲信号PH、PL。变换器输出电压 Vo与基准电压 Vref相比较，当时钟信号来临时，D触发器触发输出比较器C1的比较结果，逻辑门 G1、G2和 G3组成的数据选择器根据触发器输出状态VDQ选择PH或PL输出作为该开关周期的驱动信号。在开关周期起始时刻，若Vo＜Vref，则VDQ在下一个时钟脉冲来临前均保持高电平，G1选通使得VP输出高功率脉冲 PH；同理，若 Vo＞Vref，则 VDQ在下一时钟脉冲来临前均保持低电平，G2选通使得VP输出低功率脉冲PL，从而实现脉冲序列控制。

图5 脉冲序列控制器电路图和对应的主要工作时序图Fig.5 Circuit of pulse train controller and key waveforms

5 仿真及实验结果

为了验证上述分析结果及控制器设计的正确性和有效性，基于表 1给出的电路参数，通过 PSIM软件对脉冲序列控制反激变换器进行了时域仿真，并对理论分析和仿真结果进行了实验验证。

图6给出了输出功率为8.3W时变压器一次电流和输出电压纹波的时域仿真波形。从图6可以看出，一个脉冲序列周期由两个高功率脉冲和一个低功率脉冲组成，输出电压纹波约为26.6mV。由图2b也可知当负载功率为 8.3W，即负载电阻为 12Ω时，µH/µL=2。仿真结果验证了理论分析结果的正确性。

图6 输出功率为8.3W时脉冲序列控制反激变换器的仿真波形Fig.6 Simulation results of pulse train controlled flyback converter at 8.3W load

图 7所示为输出功率为8.3W时一个脉冲序列周期内变压器一次电流和输出电压纹波的时域仿真波形放大图，可以看出图7所示仿真波形与图3所示的理论分析波形非常吻合。

图7 一个脉冲序列周期内输出电压纹波和变压器一次电流波形Fig.7 Output voltage ripple and transformer primary side current within a pulse train repetition cycle

表2给出了输出电压纹波波形中主要参数的理论分析结果与仿真分析结果的对比，从表2可以看出理论分析与仿真结果非常吻合。

表2 负载功率为8.3W时输出电压纹波波形中主要参数的理论分析与仿真结果的对比Tab.2 Comparison of some parameter between theoretical analysis and simulation result of output voltage ripple at 8.3W load

图8为t=16.1ms时，负载从8.3W突变到10W时脉冲序列控制反激变换器变压器一次电流波形。在负载为 8.3W 时，一个脉冲序列周期由两个高功率脉冲和一个低功率脉冲构成。当负载突变到10W后，一个脉冲序列周期由五个高功率脉冲和一个低功率脉冲周期组成，其中四个高功率脉冲和一个低功率脉冲周期组成进入稳态时的过渡周期。仿真结果说明，负载加重时控制器将产生较多的高功率脉冲以实现反激变换器输出电压的调整，仿真结果与理论分析结果一致。

图8 负载由8.3W突变为10W时的电流波形Fig.8 Current waveforms when load changes from 8.3W to 10W

图9为采用脉冲序列控制和PWM控制的反激变换器在t=16.1ms时负载分别由8.3W突变到10W时输出电压的时域仿真波形。从图8可以看出，当负载突变时，脉冲序列控制开关变换器的输出电压立即进入稳态，而PWM控制开关变换器的输出电压在45个开关周期后才进入稳态，因此脉冲序列控制比PWM控制具有更快的动态响应速度。

图9 脉冲序列控制与PWM控制开关变换器在负载由8.3W突变到10W时的输出电压仿真波形Fig.9 Output voltage when load changes from 8.3W to 10W

图10所示为负载功率为8.3W时脉冲序列控制反激变换器的输出电压纹波和变压器一次电流的实验波形，此时，一个脉冲序列周期由两个高功率脉冲和一个低功率脉冲周期组成，实验波形与图6所示仿真波形基本相吻合。

图11所示为负载从8.3W突变到10W时脉冲序列控制反激变换器输出电压、负载电流和变压器一次电流的实验波形，可以看出负载突变时输出电压非常稳定，图11中的脉冲组合与图8中仿真波形相吻合。

实验分析充分验证了该控制方法的可行性和仿真分析与理论分析的正确性。

图11 负载由8.3W突变为10W时脉冲序列控制反激变换器实验波形Fig.11 Experimental results of pulse train controlled converter when load changes from 8.3W to 10W

6 结论

脉冲序列控制通过调整两组预先设定的脉冲的组合来调整输出电压，脉冲序列控制的电路实现简单，控制环不需要补偿网络，并且在外界条件变化具有快速的动态响应速度，非常适用于对可靠性要求较高的开关电源控制系统。

本文研究了工作于电流断续模式的脉冲序列控制反激变换器在不同工作状态下的脉冲序列组合方式，根据每个开关周期反激变换器输出变化量的分析，研究了负载变化时一个脉冲序列内控制脉冲的组合形式；通过以上分析首次研究了脉冲序列控制反激变换器的输出电压的纹波特性，为实际应用中电路参数的选取提供了理论依据；仿真与实验验证了本文理论分析的正确性与控制器设计的可行性。

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The Output Voltage Ripple and Control Pulse Combination of Pulse Train Controlled Flyback Converter

Mu Qingbo Xu Jianping Qin Ming Wang Jinping Zhou Guohua
（Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

A novel non-linear control method, pulse train(PT)control technique, is introduced and investigated in this paper. The principle of PT control technique is that it regulates output voltage with two preset control pulses. The controller is easy to realize, and no compensation network is needed. The principle and control strategy of PT control are analyzed and studied with flyback converter operating in discontinuous conduction mode(DCM) as an example. The output voltage ripple and the combination of control pulses in a pulse train repetition cycle are analyzed. The pulse train controller is designed. Simulation and experimental results verify the theoretical analysis results and the feasibility of our controller design.

Pulse train control, pulse width modulation(PWM), flyback converter, discontinuous conduction mode(DCM)

TM46

牟清波 男，1984年生，硕士研究生，研究方向为开关变换器拓扑及控制方法。

2009-02-11 改稿日期 2009-05-21

许建平 男，1963年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动。