测试系统变流技术

张丽霞颜湘武康 伟李和明

（1. 中国石油大学信息与控制工程学院 东营 257061 2. 华北电力大学电气与电子工程学院 保定 071003）

测试系统变流技术

张丽霞1颜湘武2康 伟1李和明2

（1. 中国石油大学信息与控制工程学院 东营 257061 2. 华北电力大学电气与电子工程学院 保定 071003）

针对动力蓄电池组对其测试系统变流器输出特性的特殊要求，设计了用于动力蓄电池组测试的电流型PWM整流器的主电路结构，并提出了基于dq变换的电流型SVPWM整流器的控制策略。该装置可在较宽的电压、电流输出范围内输出纹波小、响应速度快的测试电流，运行于高功率因数并将电池放电的能量无谐波污染地回馈电网。为了验证以上设计方法，进行了基于Matlab的电池充放电仿真实验；研制了基于dq变换的电流型PWM方式的动力蓄电池组测试系统变流器样机，并完成了整机调试。仿真和试验验证了以上方法的正确性和先进性。

电流型整流器 SVPWM 电池测试 dq变换

1 引言

动力蓄电池组（以下简称电池组）测试的核心技术之一是电池组测试系统的变流技术。电池组对测试电流的纹波非常敏感，电流纹波过大不但严重影响测试系统的精度，甚至会令电池提前损坏，造成循环寿命、容量、内阻等重要参数测量的不准确[1]。因此电池组测试对变流器输出的测试电流有严格的要求，如充放电电流纹波小，电流响应速度快等，这就要求测试系统所采用的变流器必须具有良好的输出电流特性。

而电池组内阻极小而且本身具有反电动势，极小的电压纹波可能引起较大的电流纹波[2]，研究表明，相控方式和PWM方式的整流器用于电池组测试时都存在纹波超标的问题。为了输出低纹波快速响应的测试电流，传统的电池组测试都是采用线性调节器方式的变流器。但此电路存在很大的缺陷，如功耗大、能量单方向流动、功耗对测试环境的不利影响、不易于大功率化等。

采用传统的线性调节器方式的变流器已不能满足现今电池组测试对变流技术提出的高标准要求。总的来说，如今电池组测试本质上可以归结为一个高性能电力电子变流技术问题，它要求变流器具有以下能力[3]：①高电压、大电流（如 450V/500A，225kW）、大功率输出能力。②电压、电流均全范围可调。③响应速度快。④输出电流、电压快速达到恒定，而非通常的平均值或有效值恒定。⑤具有双向变流能力，能量可以回馈电网。⑥网侧功率因数高，无谐波污染。⑦节省有色金属，整机的能量转换效率高等。

针对以上要求，对电流型双向PWM整流器做了初步的研究设计，提出了适用于动力蓄电池组充放电的电流型PWM变流器主回路结构；并论证了基于dq变换的电流型SVPWM整流器的控制策略。利用以上方法设计的变流器具有易于大功率化，有宽范围的输出电压、电流调节能力，响应速度快，网侧高功率因数等优点，尤其是针对内阻小的负载（如动力蓄电池组），能够具有良好的输出特性。

2 变流器结构及工作原理

长期以来，关于电流型PWM整流器有源逆变的研究较少。主要原因之一是电流型PWM的电路结构和控制方式较为复杂，相比之下电压型 PWM更容易实现电池组负载的有源逆变（电池放电）。但是对动力蓄电池组进行测试的时候，要求整流器的输出电压宽范围可调 (电压调节范围是0～UN)，而电压型 PWM整流器只能提供高于电源电压的恒定直流电压，在要求低于电源电压的场合，还需一级降压电路，否则很难实现对整流器的设计[4]。而电流型PWM整流器提供的是恒定的直流电流，其直流电压可调，并且低于电源电压，因此输出电压可调范围为0～UN，输出电流可调范围为0～IN。另外，电流型 PWM 整流器用作直流电源具有动态响应快，便于实现四象限运行[5]，由此可见，以电流型PWM整流器比电压型 PWM整流器更适于电池组测试系统的变流器的设计。

电流型PWM整流器直流侧的电压极性可以改变，电流方向不能改变，因此不可能像电压型整流器通过改变输出电流的方向直接对电池组进行放电。如图1所示，假设E为电网电压，V为交流侧电压，VL为电感两侧电压，I为交流测电流。根据PWM 整流器交流侧运行时稳态矢量关系，如果电池通过整流器充电，则电网电动势与网侧电流矢量平行且同向，此时整流器网侧呈现正阻特性；如果电池通过整流器放电，则电网电动势与网侧电流矢量平行且反向，此时整流器网侧呈现负阻特性，电网吸收有功功率，实现电池能量高功率因数回馈电网[6]。

图1 PWM整流器交流侧稳态矢量关系Fig.1 AC side steady-state vector relation of PWM converter

基于以上考虑，论文设计了适用于动力蓄电池组充放电的电流型PWM变流器主回路结构，如图2所示。电池组充放电主回路采用电流型 PWM半桥变流结构，其直流侧辅以电池极性切换电路，以实现动力蓄电池组测试时能量的双向流动，VT1～VT4为晶闸管。用来完成电池组充、放电时极性的转换。当空间电流矢量的指令电流与交流侧电压同相位时，PWM整流器处于整流状态，VT1，VT4开通，电池组充电；当指令电流与交流侧电压反相位时，整流器处于逆变状态，VT2，VT3开通，电池组开始放电，此时变流器的交流侧电压电流反相位，电网吸收有功功率，电池能量以高功率因数回馈电网。

图2 动力蓄电池组测试系统电流型PWM变流器结构Fig.2 Circuit diagram of current mode PWM rectifier in the power accumulator battery testing system

3 控制系统设计

动力蓄电池组测试系统的主要控制目的：一是调节直流侧电流使其跟踪给定值保持恒定；二是通过控制交流侧电流以获得要求的功率因数并且基本不含谐波，即实现交流电流的波形控制。根据交流侧电流是否参与控制，电流型PWM变流器的电流控制策略可分为间接电流控制和直接电流控制两种。间接控制算法依赖于CSR主电路参数，一旦这些参数变化，则必然影响交流侧电流的控制性能。采用三相CSR交流侧电流的直接控制，是通过网侧电流的闭环跟随控制，运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。由于闭环控制不仅对指令具有跟随性，而且对含在控制环内的扰动（包括参数扰动）具有一定的抑制作用，因而相对于间接电流控制而言，采用直接电流控制方法，交流侧电流控制的动、静态性能得到了很大改善。

本文采用的方法是基于三相 CSR三值逻辑PWM控制的直接电流控制方法，PWM整流器采用SVPWM的生成方式，因为SVPWM比其他方式电流利用率高，响应速度快。基于 dq变换的电流型SVPWM动力蓄电池组测试系统变流器主电路及其控制结构如图3所示。

图3 基于dq变换的电流型SVPWM双闭环控制结构Fig.3 The double close-loop control diagram of current mode SVPWM based on dq transform

研究三相CSI主电路传递结构，为了叙述简便以单相为例，其电路结构如图4所示。

图4 单相CSI主电路传递结构Fig.4 Main circuit structure of single-phase CSI

由文献[6]知网侧电流 Is(s) 由两部分组成：一部分是对电网电动势 Es(s) 的响应；另一部分是对交流侧电流的响应。一般情况下，PWM装置可以近似看成是一个一阶惯性环节，即当Ts足够小，即Tsω＜＜1时，PWM装置即可以看成一个增益为KPWM的比例环节。当PWM开关频率远高于单相CSR电网基波频率时，若忽略交流侧电流It(s) 中的谐波分量，即只考虑其基波分量。而且，系统传递函数为单变量输入和单变量输出，当电网电动势稳定时，可忽略电网电动势 Es(s) 扰动对控制系统的动态影响。简化后系统的双闭环传递结构，如图5所示。

图5 简化后的系统双闭环传递结构Fig.5 Simplified double close-loop transfer structure

3.1 电流内环控制器的设计

对于三相CSR控制系统设计，仍先考虑一相变量之间的关系。由图4可以看出，由于交流侧每相存在两个储能元件L和C，则电流内环系统固有传递函数为

可以看出，内环系统固有传递函数为一个二阶系统，此二阶系统的阻尼比ξ和自然振荡角频率nω分别为

将动力蓄电池组负载相关数据代入式（2），可知0＜ξ＜1，故此系统为欠阻尼二阶系统，其两个特征根为

式中 ωd——阻尼振荡频率

当τ值很小时，β值也很小，从而 sinβt＜＜ωn，故可以忽略特征根中虚数部分的影响，只考虑其实数部分，从而可认为

则电流内环系统固有传递函数化简为

为了使电流内环获得良好的电流跟随性能，可按结构相对较为简单的典型Ⅰ型系统来整定电流内环控制系统。针对简化的内环系统固有传递函数的双惯性环节，内环控制器R1(s) 采用PI调节器，即

则电流内环开环传递函数为

根据模最优校正方法将其整定为典型Ⅰ型系统，则校正后电流内环开环传递函数为

内环PI控制器的参数为

电流内环闭环传递函数为

文献[6]中将内环系统固有传递环节简化为惯性环节，为将内环整定为典型Ⅰ型系统，故其内环采用积分器进行调节。但是，若采用积分器则积分参数较大，响应较慢，若采用PI或PID调节器，可以减少静态偏差，具有动态响应速度快的特点，故本文采用PI调节器。

3.2 电流外环控制器的设计

当电网电动势稳定时，忽略电网电动势 Es(s)及直流侧 EL(s) 扰动，得出is到idc环节的传递函数为则电流外环开环传递函数

式中 R2(s)——电流外环PI调节器传递函数；

m——调制比。

电流外环控制系统采用具有良好抗扰动性且结构简单的典型Ⅱ型系统。R2(s) 采用PI调节器设计，其传递函数为

式中 K'pi——PI调节器的比例增益；调节器的超前时间常数。

则整定后的电流外环开环传递函数为

当L/R比较小时，利用小时间常数的合并简化此系统，则电流外环开环传递函数为

采用典型Ⅱ型系统设计电流外环，因为蓄电池组充、放电时内阻大小明显不同[7]，根据电池内阻值的不同，此处取中频宽为 h=3～10，则电流外环PI调节器的参数为

4 仿真研究

根据图3设计的电池组测试系统变流器及其控制系统进行 Matlab下的电池组的充电和放电双闭环仿真。仿真参数如下：相电压有效值为 70.7V，电池端电压32V，直流储能电感Ldc=3mH，电池电阻R=0.3Ω。计算直流侧滤波参数为：L1=1.2mH（因电路中与 Ldc串联，因此在仿真中两电感可合并为一个4.2mH的电感），C1= 8800µF ，L2=0.9mH。交流侧滤波参数L=0.3mH，C = 880µF 。仿真步长设为1/51200/20，内环PI调节器的参数为：τpi= 0.11，Kpi= 30；外环 PI调节器的参数为： τ'pi= 0.1，K 'pi= 0.1。当指令电流反向，电池极性倒转，电流型PWM转入有源逆变状态，电池进行放电，其能量回归电网。电池电阻R=0.2Ω，外环 PI调节器的参数为：τpi=0.1， Kpi= 0.08，内环PI调节器的参数为：65。电池端电压为80V。其余仿真参数同上。

图6= 100A充电时网侧电流、电压波形和直流侧电流、电压仿真波形Fig.6 Emulated voltage and current waveforms from both the power grid and DC side when the charge current

图7= 100A放电时网侧电流、电压波形和直流侧电流、电压仿真波形Fig.7 Emulated voltage and current waveforms from both the power grid and DC side when the discharge current

由仿真结果可以看出，直流侧电流无论是充电还是放电时，都有较小的纹波和较快的响应速度。对测试电流进行进一步的频谱分析，充电电流谐波含量为0.1%，放电电流谐波含量为0.05%，满足电池测试对电流纹波的要求。在充电过程中网侧电压和电流同相位，整流器网侧呈现正阻特性，实现了整流器的高功率因数运行；放电时网侧电压和电流反相位，整流器网侧呈现负阻特性，电网吸收有功功率，实现了电池能量高功率因数回馈电网。

5 实验及分析

5.1 试验验证

为了进一步验证变流器结构及控制方法的正确性，论文完成了基于dq变换的电流型SVPWM变流器样机，并以此为基础对一节VRLA电池进行充电和放电试验。电池组充、放电主回路及其结构如图3所示。系统采用TI公司的TMS320F2812作为主控芯片，开关频率为1.6kHz。交、直流侧滤波器参数取值同仿真参数。样机使用一台9kW的调压器供电，试验时电池端电压为 12.8V，变压器输出电压为23.8V。利用日本横河公司（YOKOGAWA）生产的 DL1600系列数字示波器观测试验结果并录波，使用Matlab对所录波形进行处理，分析稳态的滤波效果。

滤波后无论网侧还是直流侧电流谐波含量都很小，例如直流侧谐波含量在0.5%以内，相应的直流含量接近 100%，如果将直流与其他谐波用柱状图的形式在同一幅图内给出，其他含量在 1%以下的谐波都因显示不清而不易于观察，因此直流电流的频谱分析输出时略去了作为参照的直流分量 I0，以便观察其他谐波的频谱分布。

图8 给定为5A时SVPWM双闭环充电试验Fig.8 Double closed-loop SVPWM charging test when the definite current value is 5A

图9 给定为5A时SVPWM双闭环放电试验Fig.9 Double closed-loop SVPWM discharging test when the definite current value is 5A

图10 给定为2A，4A时SVPWM双闭环放电试验Fig.10 Double closed-loop SVPWM discharging test when the definite current value is 2A and 4A

由基于dq变换的SVPWM双闭环充电试验可以看出，充电时交流侧电压电流同相位，直流侧输出电流具有较小的纹波和较快的响应速度；从放电试验可以看出，放电时网侧电压、电流反向，电池能量实现了高功率因数回送电网。

5.2 试验误差分析

分析试验，主要存在滤波电感的损耗和交流电压三相不平衡对实验结果造成的影响。

（1）利用双桥法测量本实验用的电感，其电阻为0.1Ω，有损耗的元件会使滤波器传输函数的极点左移，从而影响滤波器的传输特性。如同文献[8]验证，电感本身的损耗会影响滤波器的稳态滤波效果，是造成实验结果与仿真结果之间偏差的主要原因之一。但是动力蓄电池组测试系统所需整流变压器输出电流在500A，所需电感导线直径较粗，直流电阻很小，对滤波器的传输特性造成的影响可以忽略不计。因此本文设计的低损耗快速响应滤波器可以满足实际动力蓄电池组性能测试的需要。

（2）稳态电流的频谱中有大量的二次谐波存在，而且试验中虽然实现了交流侧电压和电流同相位，但是交流侧的电流波形并不是完全的正弦波。测量电源的三相电压，发现论文实验用电源存在三相不平衡的现象，而且三相电压均含有一定的3次谐波，这对试验的结果产生了一定的影响。研究表明三相不平衡时三相电流型PWM整流器直流电压会产生6、12、18等6的整数倍的特征谐波和2、4、8、10等次的非特征谐波。直流电压谐波导致整流器产生直流电流谐波，直流电流谐波通过PWM反过来又会影响整流器的交流电流波形，即三相电流型PWM整流器直流侧n次谐波电流经PWM控制后，将在整流器交流侧产生n+1次谐波电流[9]。

从试验结果可以看出，滤波后的电流频谱分析中6次及以上的谐波含量非常小。这是因为滤波器设计时以6次为阻带频率的起点；大于6次的谐波对应的衰减值为由6次谐波对应衰减开始，每倍频程 6ndB的速率上升的直线，因而 6次及以上的谐波得到了很好的抑制。并且因为论文设计的直流滤波器对通带的最小衰减也有设定，因而通带内的二次等其他次谐波也得到了一定的抑制。

对于电网电压不平衡状态下，可以通过对三相电流型PWM整流器适当的控制抑制2次谐波，目前已有针对电压型PWM的抑制直流侧二次谐波的研究[10-11]，但适用于电压型 PWM整流器的方法有待于借鉴到电流型PWM整流器中。论文拟将这个问题作为论文的后续问题继续展开深入的讨论和研究。

（3）本文虽然从仿真的角度完成了动力蓄电池组的双闭环控制，但是进行放电试验时，由于所编写程序并不十分完善，实验结果与仿真结果出现较大的误差，主要表现在系统响应时间较长，响应速度比充电试验慢（大约需要 200ms进入稳态）。因此，放电时双闭环的控制参数还应根据电池充放电时内部参数的变化[12-14]进行进一步的调整。

6 结论

辅以电池极性转换电路的电流型PWM整流器结构，输出电压、电流均全范围可调，实现了能量的双向流动；基于dq变换的电流型SVPWM双闭环控制系统应用于动力蓄电池组测试系统的变流器设计，其“动态响应快，能量转换效率高，双向变流，网侧高功率因数”等优势得以充分的发挥，实现了能量的双向传输，电池能量在放电时以高功率因数回归电网，解决了以往电池测试系统能量只能单向传送，网侧功率因数低的问题。

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Converting Technology Based on the Current Mode SVPWM on the Power Accumulator Battery Testing System

Zhang Lixia1Yan Xiangwu2Kang Wei1Li Heming2
（1. China University of Petroleum Dongying 257061 China 2. North China Electric Power University Baoding 071003 China）

The battery test requests its system converter to output excellent charging/discharging current. According to the special request, this paper designed the main circuit of current mode PWM converter, and put forward a loop-locked control method based on dq coordinate conversion to SVPWM converters in the power accumulator battery testing system. The set can output low ripple and fast response testing current in a wide adjustable range and operates in high power factor. It delivers the power accumulator’s energy to the power grid without harmonic solutions and increases the transform efficiency by SVPWM and obtain high power factor and high dynamic response quality by dq coordinate conversion.

Current source converter, SVPWM, battery test, dq coordinate conversion

TM461；TM714.1

张丽霞 女，1978年生，讲师，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。

2009-08-21 改稿日期 2009-12-01

基于空间电流矢量的动力蓄电池组

颜湘武 男，1965年生，教授，研究方向为现代电能质量，新型功率变换技术及应用。