基于不对称互补的恒跨导全摆幅输入级

刘敬术,邬齐荣,龚 敏

摘 要:提出一种不对称互补的输入级结构,实现了在整个共模范围内的恒跨导。两种实现方法分别是:PMOS差分对截止时,NMOS差分对开始工作;NMOS差分对截止时,PMOS差分对开始工作,两个差分对有主辅之分。在SMIC的0.18 μm工艺条件下,设计仿真了这种输入级,使得电路结构简单,并能得到更平坦的跨导,适合用作恒跨导运算放大器的输入级。

关键词:不对称互补;恒跨导;轨对轨;运算放大器

中图分类号:TN32文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2009)19-181-03

Constant-gm Rail-to-Rail Input Stage Based on Non-symmetrical Complementary

LIU Jingshu,WU Qirong,GONG Min

(Province Key Lab of Microelectronics,School of Physical Science and Technology,Sichuan University,Chengdu,610064,China)

Abstract:An architecture based on non-symmetrical complementary to attain a constant-gm over the whole common mode is proposed.There are two methods,one is PMOS differential pair is beginning to work when NMOS is off,and another is NMOS differential pair is beginning to work when PMOS is off.Under the process of SMIC 0.18 μm,such kind of input stage is designed and simulated,the circuit is simple and can attain a more smooth GM,and it is suitable for as input stage of rail-to-rail operational amplifier.

Keywords:non-symmetrical complementary;constant-gm;rail-to-rail;operational amplifier

0 引 言

在现代深亚微米CMOS工艺中,功耗和工艺要求单电源供电的电压越来越小,但是由于阈值电压并不能同比例地减小,使得传统单差分对放大器工作范围与供电电压越来越小。例如,在0.6 μm的工艺中,单电源供电电压为5 V,阈值电压约为0.7 V,工作范围为供电电压的86%;在0.18 μm的工艺中,供电电压为1.8 V,阈值电压约为0.4 V,工作范围为供电电压的78%。随着工艺的进一步发展,供电电压越来越小,工作范围的比例也将越来越小。共模范围的减小,使单差分对放大器处理信号的能力减小。NMOS差分对和PMOS差分对并列作为互补输入级可以实现工作电压范围从最高电压到最低电压,但是简单的并列会使输入级的跨导产生两倍的变化,从而增加了输出级频率补偿的难度。

本文基于一个差分对截止,另一个差分对才开始工作的想法,提出了一种不对称互补输入级结构。

1 简单互补结构及输入级总跨导的变化

图1给出了简单互补的结构图,图2给出了输入级总跨导的变化。

图1 简单连接的互补输入级

图2 简单连接的互补输入级跨导的变化

在工作区域1,只有PMOS差分对工作,其总的跨导:

Gmt=Gmp=Gm

(1)

在工作区域3,只有NMOS差分对工作,其总的跨导为:

Gmt=Gmn=Gm

(2)

在工作区域2,PMOS差分队和NMOS差分对同时工作,其总的跨导为:

Gmt=Gmn+Gmp=2Gm

(3)

有多种方法可以实现在工作范围内恒跨导[1-4],主要有控制两个差分对的电流和电平位移,其本质都是两个差分对的对称互补。不对称互补输入级结构有两种实现方法,一是NMOS差分对截止后,PMOS差分对才开始工作,N主P辅输入级。

另外一种是PMOS差分对截止后,NMOS才开始工作的,P主N辅输入。相对于对称互补,在总的跨导上有两个起伏变化,本文提出的不对称互补在总的跨导上只有一个起伏变化,因而更适合应用于要求恒跨导的放大器中。

2 恒跨导轨到轨输入级

在简单连接互补输入级中,NMOS差分输入对的工作范围是Vgsn+Vdsatn~Vdd,而PMOS差分对的共模输入范围是0~Vdd-Vgs-Vdsat。基于这两个前提,可以设计两种不对称的互补的轨对轨差分输入对。第一种是以PMOS差分对为主差分对,NMOS为辅差分对,在共模输入范围为0～Vdd-Vgsp-Vdsatp时,Gmt=Gmp,共模输入范围为Vdd-Vgsp-Vdsatp～Vdd时,Gmt=Gmn;第二种是以NMOS差分对为主差分对,PMOS为辅差分对,在共模输入范围为Vgsn+Vdsatn～Vdd时,Gmt=Gmn,在共模输入范围为0～Vgsn+Vdsatn时,Gmt=Gmp;这里使用以齐纳二极管连接的两个MOS管达到此控制目的,如图3和图4所示,现分别介绍。

2.1 P主N辅的输入级

分析图3所示的PMOS为主差分对,NMOS为辅差分对的输入级电路。当共模电压足够低时,NMOS差分对截止,电流境MR3的电流全部流过以齐纳二极管连接的MC1和MC2,此时NMOS差分对的阈值电压为:

Vthn=Vthn0+γ(2ΦF+Vdsr3-2ΦF)

(4)

栅源电压为:

Vgs=Vin-Vdsr3

(5)

随着共模电压的增大,只有:

Vin>Vdsr3+Vth0+γ(2ΦF+Vdsr3-2ΦF)

(6)

NMOS差分对才导通工作。使式(6)等于PMOS差分对的截止电压Vdd-Vgsp-Vdsatp,则实现了两个差分对的不对称互补。以齐纳二极管连接的Mg1和Mg2的作用是正反馈关断电流。当共模电压大到使NMOS差分对导通时,使MR3的等效电阻减小,Vdsr3的电压升高,gc的电压也跟着升高,这样PMOS管Mg1的栅源和源漏电压减小,Mg1和Mg2的等效电阻增大,从而使电流境的电流更多地流向NMOS差分对,最终结果是使NMOS差分对的跨导上升得更陡。求得Vdsr3之后,可以通过以下的办法大致确定齐纳二极管的宽长比。

首先,对于PMOS,有:

Ip=(1/2)μpCox(W/L)p(Vdd-Vp-Vthp0)2

(7)

对于NMOS,有:

In=(1/2)μnCox(W/L)n(Vg-Vdsr3-Vthn)2

(8)

令:

In=Ip,且令μn(W/L)n/μp(W/L)p=M2,则可以解得:

Vg=[Vdd-Vthpo+M(Vdsr3-Vthn)]/(M+1)

(9)

图3 P主N辅的输入级

选取合适的M值,得到Vg值,从而代入式(7)和式(8),得到合理的PMOS管和NMOS宽长比。

2.2 N主P辅的输入级

图4所示为NMOS为主差分对,PMOS为辅差分对的输入级。

图4 N主P辅的输入级

当共模电平足够高时,NMOS差分对截止,电流境MR5的电流全部流过以齐纳二极管连接的MOS管MC1和MC2。设置MC1和MC2的宽长比使得NMOS差分对导通时,PMOS差分对截止,这样就实现了N主P辅的输入级。其分析方法和P主N辅的输入级相同。

3 仿真结果和讨论

图5和图6分别是用HSpice仿真这两种电路结构的输入跨导随共模电压变化的结果。由仿真结果可以看出,输入级的总跨导在整个共模输入电压范围内只PMOS差分对和NMOS差分对一个截止另一个开启处有一个起伏变化。而对称互补的输入级电路,如文献[1]和文献[2]提到的两种方法,则在PMOS截止和NMOS截止共有两个起伏变化。从电路结构方面来说,基于不对称互补的电路更加简单。

图5 P主N辅输入级跨导的变化

图6 N主P辅输入级跨导的变化

文献[1]中的方法要用到6个MOS管,并且限制在弱饱和区;文献[2]中的方法必须另加一些控制电路才能使总跨导变化小于13%。本文提出的方法,在整个输入范围内只有一个起伏变化,并且可以应用到饱和区,因而可以应用到高带宽高转换速率的恒跨导放大器中,且方法简单。在应用中,可以根据具体情况和PMOS差分对和NMOS差分对的特点来选择不对称互补输入级的两种实现方法。

不对称互补的输入级是基于一个差分对截止的同时另一个差分对开始工作的原理设计,这样就会出现所谓的“死区”的现象。在图5和图6的两个差分对跨导变化的交接处A点,输入级的跨导为:

Gmt=Gmn+Gmp

(10)

由于工艺的偏差,如果在A点NMOS差分对和PMOS差分对的跨导都比较小,这样就导致总的跨导比较小,甚至等于零,出现“死区”,放大器在这个区域将不能正常工作。为了避免这种情况,在设计仿真的时候,将输入的总跨导在交接处稍稍向上凸,即使工艺有很大偏差,也不会出现“死区”。

图7 应用不对称互补输入级的全摆幅输入/输出放大器

4 基于不对称互补的轨对轨放大器

应用不对称互补输入级的两种实现方法,本文设计了两种全摆幅轨对轨放大器,如图7所示。采用了SMIC 0.18 μm的高压CMOS工艺实现,供电电压为3.3 V,输入级的直流偏置电流为600 μA,共源共栅级每边的偏置电流是600 μA,甲乙类的偏置电流为700 μA,放大器的总功耗约为8.5 mW。负载时10 pF,用HSpice分别对这两种放大器的仿真,结果如表1所示。

表1 不对称互补轨对轨放大器的仿真结果

性能 P主N次N主P次

开环增益85~95 dB82~97 dB

相位裕度58°~64°58°~64°

单位增益带宽100 MHz100 MHz

共模输入范围0~3.3 V0~3.3 V

输出摆幅6 mV~3.293 V5 mV~3.293 V

5 结 语

基于一个差分对截止,另一个差分对才开始工作的设想,本文提出了不对称的互补输入级结构的两种实现方法。它们用简单的结构实现了整个输入范围内的恒跨导,对比对称互补,跨导在整个共模输入范围内只有一个起伏变化。应用不对称互补输入级的两种实现方法,成功设计出了两款全摆幅输入、输出放大器,证明了不对称互补的可行性。

参考文献

[1]Hogervorst R,Tero J P,Eschauzier R G H.A Compact Power-Efficient 3V CMOS Rail-to-Rail Input/Output Operational Amplifier for VLSI Cell Libraries[J].Solid-State Circuits,1994,29(12):1 505-1 512.

[2]Hogervorst R,Tero J P,Eschauzier R G H.Compact CMOS Constant-gm Rail-to-Rail Input Stage with gm-Control by an Electronic Zener Diode[J].Solid-State Circuits,1996,31(7):1 035-1 040.

[3]Li M F.A Low-Power CMOS OTA with Rail-to-Rail Differential Input Range[J].IEEE Trans.on Circuit and System:Fundamental Theory and Application,2000.

[4]Loikknanen M,Kostamovaara J.Low Voltage CMOS Power Amplifer with Rail-to-rail Input and Output[J].Anlog Integer Circuits Process,2006,46(3):183-192.

[5]Chun Jen Huang,Hong Yi Huang.A Low Voltage CMOS Rail-to-Rail Operational Amplifier Using Double P-Channel Differential Input Pairs[A].ISCAS′04[C].2004(1):1 673-1 676.

[6]刘凯,邵丙铣.一种低电压全摆幅CMOS运算放大器[J].微电子学,2002,32(1):51-53.

[7]曹三林,何乐年.一种18 V Rail-to-Rail CMOS运算放大器的设计[J].微电子学与计算机,2006,23(11):121-124.

[8]林越,徐栋麟.基于共模电平偏移电路新型CMOS低电压满幅度运放设计[J].半导体学报,2003,23(5):529-534.

[9]Behzad Razavi.Dsign of Analog CMOS Integrated Circuits[M].The McGraw- Hill Companies,Inc,2001.

[10][美]Phillip E Allen,Douglas R Holberg.CMOS模拟电路设计[M].2版.北京:电子工业出版社,2002.