并联谐振直流环节软开关逆变器的实验研究

胡平,谢顺依,唐卫平,曾双贵

(1.海军工程大学 兵器工程系,湖北 武汉 430033;2.海军91458部队,海南 三亚 572021;3.海军92474部队,海南 三亚 572021)

1 引言

传统的逆变器存在着开关器件电压电流应力大、二极管反向恢复问题以及开关通断产生过高的/dt和di/dt形成的电磁干扰问题,软开关技术是解决以上问题的有效方法。本文针对一种新型并联谐振直流环节逆变器(PRDCLI)拓扑提出了其有效的谐振环节设计方案,并进行了实验研究,验证了该拓扑在大功率场合应用的可行性和优越性。

2 电路结构及工作原理

2.1 电路结构

PRDCLI在三相逆变器与直流电源之间插入了一个由主开关管T0(D0),谐振开关管Ta,及谐振电感L组成的谐振电路。其电路原理图如图1所示。

图1 直流环节并联谐振逆变器Fig.1 Parallel resonant DC link inverter

假设电路中的所有元器件均是理想的,谐振电感L远小于负载电感。LC谐振周期很短,因此,在一个谐振开关周期中,逆变器从直流母线侧来看可等效为一恒定的电流源,直流电源电压为一理想电压源,各桥臂开关管两端并联的电容可等效为一个直接连在直流母线上的电容C,等效电路图如图2所示。

图2 PRDCLI等效电路Fig.2 Equivalent circuit of PRDCLI

2.2 工作原理

在一个完整的谐振开关过程中,按开关管状态的不同可划分为6个时间段,图3为电路工作主要波形。工作原理是:在逆变器桥臂需要换相之前启动谐振电路工作,导通Ta,Tb,使L具有足够的能量维持L,C谐振电路完成谐振过程,关断T0,谐振电感L和电容C开始谐振,使直流电压谐振过零,为逆变器开关器件创造零电压换相条件。关断,电感L和电容C重新开始谐振,电容电压从零谐振上升直到重新达到。

图3 不同运行模式下各参数曲线Fig.3 Each parameter waveforms of different operation modes

3 关键设计参数

在本系统中,电机轴端输出功率为60 kW,直流电压为300V,则线电流I0=215 A,逆变器的工作频率f=10 kHz,谐振电路的谐振频率一般取它的5～10倍,本系统中取谐振频率f′=8f=80 kHz。

3.1 谐振电感选择

从PRDCLI电路工作过程的分析可以知道,理想情况下,谐振电感从零充电至预置电流,所需的时间为

预充电流终值实际上决定了谐振前电感中的谐振初始能量。IT的选择必须保证谐振周期能维持进行,即在Δt4时间段保证电容电压从零重新谐振上升到以后,电感L还具有足够大的电流和能量,使电流差值(Ir-IOX)经二极管D0回馈给电压源。在二极管D0回馈能量导电期间,T0处于零电压、零电流状态,可以使在零电压、零电流下开通。为此应有:

的取值大小还会影响谐振回路中开关器件的稳态损耗,要使器件损耗比较小,取值也不能太大。

3.2 谐振电容选择

谐振电容的选择可参考采用缓冲电路时,在典型的IGBT功率电路中的选择原则:

在典型的IGBT功率电路中,最严重情况下的di/dt接近0.02Ic/ns。本系统采用IGBT的工作峰值电流为600 A,并限定,为 100 V,母线寄生电感,这里取为50 nH,可以解得=100/(0.02×600)≈8 nH。经计算可得缓冲电容C≥1.8 μ F。

我们取 Δt2=Δt4=2 μ s,预充电流终值IT=615A,可得谐振电感L=1×10-6H,谐振电容C=3.9×10-6F,本系统中,利用缓冲电容做谐振电容,所以缓冲电容取2.6×10-6F。

3.3 谐振时间 Δ t1,Δt2,Δt4选择

谐振预充电时间Δt1的选择应尽可能使谐振电感达到预充电电流,具备足够的能量完成谐振过程,又不至于太大导致谐振结束时的电压振荡。谐振电压凹槽下降时间Δt2和上升时间Δt4的选择应使谐振周期尽量小,进而提高谐振频率,使主开关在最短的时间内完成换相,提高直流母线电压利用率,但的选择也不宜太小,从谐振环节的工作原理分析可知,太小将导致直流母线电压不能谐振至零,太大将导致谐振时间过长,Δt4太小将使电容电压在未谐振回VD时强制突跳至直流母线电压,太大将导致谐振时间过长,并带来谐振后多余能量的振荡,实际应用应根据计算和实验合理选取。

4 实验结果及分析

为验证该方案的有效性,设计了以TMS320 LF2407A为控制器的实验装置,开关频率10 kHz,谐振电感L=1×10-6H,谐振电容2.6×10-6F,谐振频率f′=8f=80 kHz,直流输入Vd=300 V。

图4为软开关过渡过程中的开关管驱动信号和漏源极电压,可以看出,当开关管两端直流电压谐振到零后,驱动信号开通开关管,实现了零电压条件下的开通。图5为直流谐振电压与主开关驱动信号的匹配图,每一个开关驱动信号到来时,直流电压谐振到零,为开关创造零电压开通条件。图 6 为 Δt1=4 μ s,Δt2=3,=时测得的直流母线电压谐振凹槽波形。图7为软开关条件下开关管端电压波形,可以看出,开通关断时的电压尖峰明显得到有效抑制。

图4 开关管开通时的Vgs和Vds波形Fig.4 Vgs,Vdswaveforms at turn-on of switches

图5 主开关管的驱动波形与直流电压谐振凹槽Fig.5 Drive waveforms of main switches and resonant flutes of DC voltage

图6 直流母线电压谐振凹槽波形Fig.6 Resonant flutes wavefo rms of DC voltage

图7 开关管端电压波形Fig.7 The Vdswaveforms of switches

5 结论

本文介绍了一种并联谐振直流环节逆变器的工作原理,提出了该拓扑谐振环节参数设计方案,实验结果与理论分析有较好的一致性,谐振环节的匹配控制实现了逆变器主开关管的软开关,有效地减小了传统逆变器存在的开关损耗和过大的du/dt和di/dt,从而抑制了电磁干扰。实验结果证明了该方案的可行性,对新型软开关逆变器的设计具有重要参考价值。

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修改稿日期:2010-06-22