具有双陷波的超宽带滤波器设计

摘 要 为提高超宽带滤波器的选择性，同时减小其他无线通信系统对超宽带系统的干扰，设计出一种具有双陷波且高选择特性的超宽带滤波器。该滤波器采用圆环型多模谐振器与输入输出馈线进行耦合实现高选择特性的超宽带滤波器，在此基础上加载级联的C型谐振器产生两个陷波点。利用HFSS进行优化仿真，可知该滤波器通带为3.1～9.7 GHz，相对带宽为103.0%，选择因子为0.89，有效提高了滤波器的选择特性，并且在6.86 GHz与8.15 GHz处各有一个陷波点，有效地避免了X波段通信卫星和其他国家C频段卫星通信的干扰，证明了该设计的优越性与实用价值。

关键词 超宽带滤波器 多模谐振器 双陷波 选择性

中图分类号 TP21" "文献标志码 A"" 文章编号 1000 3932（2025）01 0126 06

自从美国联邦通信委员会（FCC）在2002年将3.1～10.6 GHz无线频段授权用于商用之后，超宽带技术就吸引了大量研究人员的关注［1］。超宽带滤波器作为超宽带系统中的重要组成部件之一，其性能决定了整个超宽带系统的通信质量。

近年来，由于超宽带技术的迅速发展，超宽带滤波器的设计也趋于成熟。在文献［2］中，作者利用高通低通滤波器级联以获得拥有宽阻带的超宽带滤波器。文献［3］则使用带通带阻滤波器级联设计超宽带滤波器，但使用两种不同的滤波器进行级联会使匹配困难，且最终设计尺寸较大。文献［4］中，作者提出了使用多模谐振器（MMR）设计超宽带滤波器的方法，该设计思路是超宽带滤波器设计历程中的里程碑，能够大幅减小滤波器整体尺寸，且设计自由度高，自此之后，利用多模谐振器设计超宽带滤波器成为主流方法。

在超宽带系统所在的频段中，还存在着其他无线通信系统的频段，且无线频谱资源的日益紧张，也要求滤波器拥有优异的频率选择性。为满足通信需求，文献［5］利用扇形多模谐振器设计了一款具有高选择特性的超宽带滤波器，但由于扇形谐振器自身的缺陷，最终的滤波器仅提高了上截止频率处的选择性，而且没有对超宽带系统内的杂散信号进行屏蔽。文献［6］利用传统多模谐振器加载短路短截线设计超宽带滤波器，并耦合级联的谐振器在通带内形成多个陷波点以屏蔽其他无线通信系统的信号。虽然此设计方法能够使超宽带系统有效避免其他无线通信系统的干扰，但没有提出有效措施来提升超宽带滤波器的选择特性。

针对上述设计中存在的不足，笔者设计了一款有双陷波且具有高选择特性的超宽带滤波器，该滤波器采用圆环型多模谐振器实现高选择特性，通过耦合级联的C型谐振器以达到双陷波的目的。最终，通过仿真实验验证了该设计的有效性与合理性。

1 超宽带滤波器设计

1.1 圆环型多模谐振器分析

笔者设计的多模谐振器如图1a所示，该多模谐振器由半波长的均匀阻抗谐振器、四分之一波长的阶梯阻抗谐振器及两个开路的均匀阻抗传输线组成。图中Y、θ分别表示多模谐振器各枝节的导纳与电角度。由于此多模谐振器是对称结构，因此可采用奇偶模理论对其进行分析。多模谐振器的奇偶模等效电路如图1b、c所示。图中Y和Y分别为多模谐振器奇、偶模输入导纳。

在奇模激励下，多模谐振器奇模输入导纳为：

Y="""" （1）

Y=""" （2）

在偶模激励下，多模谐振器偶模输入导纳为：

Y=""" （3）

Y=""" （4）

Y=""" （5）

Y="" （6）

根据谐振条件Im Y=0，令Y=Y=0，

k=，k=，结合式（1）、（2），可得在奇模激励下的谐振条件为：

k="""""" （7）

由式（7）可知，奇模谐振频率由水平枝节长度L与L以及开路垂直枝节长度L决定。

在偶模激励下，根据阻抗比k、k并结合式（3）～（6）可得偶模谐振条件为：

B（tan θ+ktan θ）+A（tan θtan θ-k）=0"" （8）

A=k（tan θ+ktan θ+tan θ）+tan θtan θtan θ（9）

B=k（tan θ+tan θtan θ-1）+tan θtan θ" （10）

其中，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，β为相位常数。

由式（3）～（10）可知，偶模谐振频率由整个谐振器的枝节长度决定。

由以上分析可知，通过调整谐振器的参数能够改变谐振频率的分布，使谐振点分布在超宽带滤波器所需的频带内。利用三维电磁仿真软件HFSS对其进行仿真，可以观察到在弱耦合条件下的谐振点分布，如图2所示。

从图2中可以看出，在弱耦合条件下，多模谐振器有5个谐振点，通过改变谐振器枝节的长度，可以改变谐振点，由此验证了对圆环型多模谐振器理论分析的正确性。并且可以观察到，在上下频带各有一个传输零点，能够有效提高超宽带滤波器的选择特性。综上所述，在利用圆环型多模谐振器设计超宽带滤波器时，可通过调整枝节长度，使谐振点分布在通带中，而后通过进一步耦合完成超宽带滤波器的设计。

1.2 超宽带滤波器设计与仿真

结合以上分析，设计的超宽带滤波器整体结构如图3所示。为加强耦合，将圆环型多模谐振器与输入输出馈线进行交趾耦合，并在输入输出馈线下方使用缺陷地结构，如图3阴影部分所示。同时，为改善滤波器带内插损，输入输出馈线采用了阶梯型结构［7］。

本次设计采用介电常数ε=2.5的Arlon AD250A介质基板，厚度为0.8 mm，使用HFSS进行仿真分析，得到超宽带滤波器的S参数图如图4所示，图中S（1，1）为回波损耗，表示阻抗匹配情况；S（2，1）为插入损耗，表示信号损耗情况。

由图4可知，本次设计的超宽带滤波器带宽为3.4～9.8 GHz，回波损耗小于10 dB，且在上下截止频率处各有一个传输零点，使滤波器的选择因子S.F.为0.89，有效提升了超宽带滤波器的选择性。滤波器的选择因子定义如下［8］：

S.F.=""""""" （11）

其中，f、f分别表示滤波器上下截止频率为3 dB处和30 dB处的带宽。

2 双陷波超宽带滤波器设计

在超宽带系统所在的频段内，还存在着其他无线通信系统，为屏蔽这些干扰信号，需在超宽带滤波器通带内引入陷波点。引入陷波点的方法有很多，如加载开路短截线［9］、耦合E型谐振器［10］、使用缺陷地结构［11］等。

本次设计采用级联的C型谐振器与多模谐振器耦合以产生双陷波点。双陷波超宽带滤波器整体结构如图5所示，位于多模谐振器下方的第1个C型谐振器在8.15 GHz处产生一个陷波点，与之级联的第2个C型谐振器在6.86 GHz处产生第2个陷波点。为避免微带线的不连续性对滤波器性能产生影响，故不对C型谐振器进行弯折处理。

C型谐振器的谐振频率计算式如下：

f="""""" （12）

其中，f为谐振频率，c为真空中的光速，L为谐振器长度，ε为等效介电常数［12］。

单个C型谐振器可在超宽带滤波器通带内产生一个陷波点，根据式（11）可确定谐振器枝节长度与陷波点所在频率。对不同枝节长度的C型谐振器进行电磁仿真，可得到具有单陷波的超宽带滤波器S参数图，如图6所示。在枝节长度改变时，陷波点所在的频率也随之改变，由此可知，能够通过调节谐振器枝节的长度来控制陷波点的位置。

将两个C型谐振器级联之后，超宽带滤波器的S参数图如图7所示。

从图7中可以看出，当级联的两个C型谐振器保持C型谐振器枝节长度不变，仅改变级联枝节L8的长度时，滤波器的陷波位置没有发生变化，随之变化的是滤波器的通带宽度和陷波深度，因此，可以确定，两个C型谐振器分别控制两个陷波点的陷波位置，而级联枝节长度L8控制着整个滤波器的通带宽度与陷波深度。为使通带符合设计初始目标，并且使两个陷波点拥有足够的陷波深度，利用HFSS对级联枝节长度L8进行不断优化调整。

3 仿真分析与对比

对滤波器结构进行不断优化，滤波器整体结构参数见表1。

使用电磁仿真软件HFSS对超宽带滤波器进行仿真验证，仿真结果如图8所示。由图8可知，本次设计的超宽带滤波器通带范围为3.1～9.7 GHz，通带较为平坦，波纹较小，相对带宽为103.0%，并且上下截止频率处选择性较好，选择因子为0.89，截止频率处的衰减分别为50 dB与25 dB，同时两个陷波点分别位于6.86 GHz与8.15 GHz处，陷波带宽为6.7～7.1 GHz和7.6～8.8 GHz，且陷波深度均大于20 dB。由此可知，该滤波器性能良好。

表2为笔者设计的滤波器与其他文献所设计的滤波器的性能对比。由表2可知，与文献［13］相比，同样使用圆环型多模谐振器设计超宽带滤波器，笔者的设计在圆环型多模谐振器上增加了开路型短截线，并通过改变阻抗比的方法增加了谐振点与传输零点，不仅提高了滤波器的选择性，并且引入了陷波点，避免了其他无线通信系统对超宽带系统的干扰，有效提高了超宽带系统的通信质量。与表2中其他文献进行比较，笔者设计的滤波器在拥有高选择特性的同时，还具有双陷波的特性，能有效屏蔽其他无线通信系统的干扰。

表2 笔者设计的滤波器与其他文献方法的对比

4 结束语

利用圆环型多模谐振器与输入输出馈线进行交趾耦合的方式设计超宽带滤波器，并在输入输出馈线下方使用缺陷地结构以提高耦合度，通过耦合级联的C型谐振器实现双陷波超宽带滤波器的设计。所设计的双陷波超宽带滤波器分别在6.86 GHz与8.15 GHz产生陷波，有效抑制了X波段通信卫星和其他国家C频段通信卫星的干扰。通过理论分析与电磁仿真验证了设计的合理性，该滤波器选择特性与屏蔽干扰能力都相对良好，且结构紧凑，具有良好的应用价值。

参 考 文 献

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（收稿日期：2024-07-10，修回日期：2024-12-26）

Design of the UWB Filter with Double Notching

HOU Ming1， ZHOU Zhen yu1， LI Xiao zhen2， XU Kai xin1

（1. Faculty of Information Engineering and Automation， Kunming University of Technology；

2. School of Information Engineering， Kunming University）

Abstract"" For purpose of improving selectivity of the ultra wideband（UWB） filter and reduce interferences from other wireless communication systems to the ultra wideband system， an UWB filter with double notching and high selection characteristics was designed， which has a ring type multi mode resonator coupled with the input and output feeders to realize a high selection characteristics， and then on this basis， it employs a cascaded C type resonator to generate two notch points. Making use of HFSS optimize the simulation shows that， the filter transmission band stays at 3.1 GHz to 9.7 GHz， and the relative bandwidth is 103.0% together with a selection factor of 0.89， which effectively improves the filter selection characteristics; in addition， a notching point at 6.86 GHz and 8.15 GHz can be seen respectively to avoid the interference from both X band communication satellites and C band ones， which can prove both superiority and practical value of this design.

Key words"" UWB filter， multimode resonator， double notching， selectivity