一种单相高电压增益差分Y源逆变器研究

沈阳理工大学机械工程学院 吴佳远

在过去十年中由于成本降低和技术创新，全范围光伏（PV）分布式发电迅速增长[1]。逆变器的相关研究也成了电气领域的重点研究方向。但正常情况下，由于直流电路电压不足，无法满足输出要求，所以需要在电路中添加一个升压电路来满足要求[2]。所发明的逆变器所需要的一个通常的特点是电压升压。

简单提高电压的解决办法是将一个前直流-直流升压转换器连接到一个后直流-交流逆变器上。然而，在某些情况下，由于其利用了更多的有源开关和栅极驱动电路，所以可能会导致增加开关损耗，从而降低效率。在适当地修改整体拓扑结构和调制方案后，可以通过后置逆变器的开关和驱动电路来实现其功能。由此产生的拓扑结构和许多通过同一过程发展起来的其他拓扑结构被称为单级升压逆变器，因为其可以在单功率级内实现电压的升压和反转。

1 对差分Y 源逆变器（DYSI）的介绍

单级升压逆变器还可以分为图1中郭方正教授2003年提出的Z 源逆变器[3]和图2中Yam P.Siwakoti 等人2014年提出Y 源变换器[4]。

图2 Y 源逆变器

但由于组件的寄生电阻，在高占空比下产生的有限电压升压。而且，使用Z 源逆变器，电压增压是来自其阻抗网络，而只使用一个标准的降压全桥作为其功率级。因此，如果不能通过更好的绕组技术，或更好的铁芯材料来完善耦合电感器的耦合，就需要使用缓冲器保护。从上述的逆变器中，耦合电感器增强电压的一般能力已经得到了很好地证明。这种能力现在已经被用于提高一种新的DBI 的电压增益，称为差分Y 源逆变器（DYSI）。每个DYSI 使用两个广义Y 源逆变器连通耦合电感，每个都有三个绕组。

差分Y 源逆变器（DYSI）改进之后显著提高了Y 型连接耦合电感器引入的电压增益，减少了半正弦调制带来的开关损耗和通过使用两个无损二极管，来解决泄漏感应效应及其相关的电压峰值。

2 对建议的差分Y 源逆变器（DYSI）操作和仿真

2.1 运行状态

状态I 显示了Lm由绕组N2和直流电流串联产生的电压充电。大于Vin的感应电压可以表示为：

其中：r1和r2是绕组N1和N2的寄生电阻，I2电流是流过绕组N2的电流。同时，交流电输出从直流电链路电容器C1中获取电流。因此，状态I 期间的交流输出电压可以表示为C 和直流输入之间的电压差。在状态I 之后，通常会出现S1和S2都关闭的短停滞状态，这对于DYSI 来说是状态II。逆变器最终进入状态III，S1和S2分别打开和关闭。然而，除了S 的体二极管外，状态II 和状态III 都非常相似。

因此，只需要分析较长的状态III，在此期间，LM 通过绕组N1放电，而绕组N3通过耦合间接放电。两个绕组串联，然后在一个感应放电回路中将其能量转移到C1，其电压通过Lm 可以导出为：

其中：R3和I3分别表示绕组N3的寄生电阻和电流。通过接下来在整个开关周期内向LM 施加伏秒平衡，可以得到以下公式：

求解式（2）和式（3），直连电容器C1的电压VC1表示为：

其中：

因此，VA和VB取决于耦合电感器的寄生电阻和开关的开启状态电阻。同时，可以在负的半基循环中对DYSI 重复相同的分析过程，得到直流电容器C2的以下电压：

此外，另一种高电压增益的Y 源逆变器是由房绪鹏等人在2021年提出的改进型分裂Y 源逆变器（ISYSI），其电路图如下。

图3为ISYSI 的拓扑结构，图4为ISYSI 的状态分解图。ISYSI 的状态有8种，这与传统的三相电压源逆变器相同。在状态（a）至（g）感应充电时，电感Lm由直流电源充电，此时电容C1也处于充电状态。分析电路由KVL 可得：

图3 ISYSI 拓扑结构

图4 ISYSI 的状态分解

在状态（h）感应放电时，电容C 由电感通过D1充电，此时经过充电之后的电容C1开始向电容C放电，进一步进行升压，这对于提高逆变器的电压增益很有帮助。由KVL 得：

根据伏秒平衡原理，在稳态时电感两端的平均电压为0，可得：

式（10）中，D 为升压占空比，T 为开关周期，则直流链电压与直流输入电压之间的增益表达式为：

以式（12）给出的占空比将以SPWM 调制策略对耦合电感进行充电：

将式（12）代入式（10）得：

则逆变器的交流电压增益可表示为：

2.2 半正弦波调制

传统DBI 的调制会导致较高的开关损耗，其主要的原因是在高频下连续切换其4个开关。因此，代替传统的方法，对DYSI 采用了另一种半正弦调制。然后，DYSI 在每个半基线周期中产生一个半正弦波，其中有一个相腿，同时夹紧另一个相腿的输出到Vin。因此，其不同于在DBI 的两个直流链路电容器上产生两个全正弦波。尽管如此，DYSI 在其差分输出中仍然保持了一个完整的交流正弦电压，如图5所示。

数学上，正半周期内的差分输出可以表示为以下公式，为了简单起见，忽略了VA和VB，因为其通常很小：

其中，Vmax和f0表示输出电压的振幅和线频率。s2的时变占空比d2可以从上述公式中得到：

其中，Gac=Vmax/Vin表示交流电压增益。同样，S4在负半循环中的占空比d4可以推导出为：

然后，其一起在C1和C2上产生两个增强的半正弦电压，如图5所示这些电压具有相同的振幅，但相位差为180°。

3 稳态计算

首先计算具有非理想组件的电压增益。如前所述，在推导DYSI 的式（4）和式（8）时，考虑了图3中的成分和寄生电阻。同样的电阻效应可以通过重写式（16）来解释其输出电压：

其中，额外的最后三项解释了传导损失是由非理想分量引入的。然后，交流电压的增益就变成了：

对于图9（b）至（c）中流过绕圈N3的平均电流，可以通过对C1施加电荷平衡而得到：

图5（b）和（c）中Lm的平均电流为：

而绕组n2的平均电流可以确定为：

随后，通过将式（14）和式（16）分别代入VB和VA，并重新排列式（13），可以得到DYSI 的电压增益为：

其次计算电压和电流应力，电源开关上的电压可以表示为：

从式（4）、式（28）和式（29）开始，如果忽略寄生电阻上的电压下降，开关上的最大电压应力可以进一步估计为：

通过上部开关的最大电流可以表示为：

而通过下部开关的最大电流可以表示为：

4 泄漏感应效应和损失估算

泄漏电感的DYSI 为4个工作模式。在模式I 中直流源将其能量放电到电容器C1和负载上。在模式II 中与模式I 相同的组件继续通过S1的阀体二极管放电。因此，输入能量继续流向输出端，而电容器C1之间的电压保持不变。在模式III 中，绕组N1和N2与泄漏电感Lk1和Lk2开始充电，电容器C1放电到负载。在模式IV 泄漏Lk1产生的能量通过S1的本体二极管进入负载。同时，通过泄漏的Lk2的电流通过S2的寄生电容。

接下来拟建DYSI 的损失分析。DYSI 的功率损耗主要来自其耦合电感器（L1和L2）和电源开关（S1-S4）。因此，其损失计算如下所示。

4.1 耦合电感的传导损耗

在正半基循环中，耦合电感L1在其电感充放电状态之间以高频切换，而L2保持在放电状态。L1的充电的输入电流流过L1的绕组N1和N2，因此产生以下传导损耗：

同样，当在L1的电感放电状态时，耦合电感器的导电损耗可以相加为：

其次，通过假设开关频率远高于线频率，可以将电容器C1之间的电压视为一个常数。应用于C1的电荷平衡会导致IL3和Io之间的以下关系：

除此之外：

最后，通过相加式（36）和式（37），并使用式（38）和式（39），耦合电感的传导损耗可以为：

4.2 电源开关的导电损耗

可以确定电源开关的导电损耗为：

4.3 电源开关的开关损耗

5 结论

本文提出了一种带有双三绕组耦合电感器的单相差分y 源逆变器。其表达式表明，其可以产生比其他拓扑结构更高的直流-交流电压增益。通过其半正弦调制，其还通过在每个半基线周期中只在一个高开关频率下操作一个相位腿来减少开关损耗，提高了电压的利用率。通过使用两个无损二极管恢复泄漏能量，提高了其实际性能，证明了所提出的DYSI 可作为一种合适的高增益逆变器，而不影响效率。