储能双向DC-DC变换器及其轻载控制策略研究

李子璠,杨少波,魏 坤,胡雪凯,王 磊,张润涛

(1.国网河北省电力有限公司电力科学研究院,河北 石家庄 050021;2.国网河北省电力有限公司,河北 石家庄 050022)

0 引言

在新能源发电系统中,储能系统(Energy Storage System,ESS)的应用可以有效平抑电压波动,减少负荷和机组出力变化对电力系统的影响[1-2]。通常情况下,储能单元的直流母线电压等级为700 V 以上[3],如图1所示。在储能变流器中,开关器件的成本是决定整个功率变换器成本的主要因素之一,且电压应力直接影响到储能单元后级变换器的成本和整个功率变换系统(Power Conversion System,PCS)的可靠性[3],然而,随着IGBT 和MOSFET 器件漏源电压等级的增加,其成本会成倍增加,进而增加整个PCS 系统的成本,并对电能变换器性能的相关参数产生不利影响。随着功率器件耐压等级提高,等效串联寄生电阻Ron、输出结电容Cjo等寄生参数会有相应增加,影响开关器件开通与关断过程,对变流器的高频开关性能产生不利[3-6],结合储能变流器高效、高功率密度、低电压应力的发展趋势,亟需对可实现稳定高效的双向变流的低电压应力拓扑进行研究,拓展高频功率变换器在储能及新能源发电系统中的应用。

为了在承受较低电压应力的同时保持变换器效率,部分方案中提出并应用了谐振三电平拓扑[5-7],使功率器件两端电压降低为输入电压的一半,大大拓宽了功率器件的选择范围,现阶段主流商用MOSFET 的耐压可分为600 V 和1 200 V,1 200 V电压等级的功率器件其成本和参数较前者成倍增长,而通过应用三电平功率变换器,耐压600 V 的功率器件可应用于直流侧电压等级在1 k V 左右的场景下,从而降低了器件的成本,并提升了功率器件在相同电压等级下的可靠性[7]。第三代宽带禁带(Wide Band Gap,WBG)半导体开关器件SiC 和Ga N 具有优于传统硅基IGBT 或MOSFET 的性能,WBG 器件的应用也是近年来电能变换领域研究的热点,600 V 商用氮化镓(Gallium Nitride,Ga N)高电子迁移率晶体管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)的出现使得中压功率变换器可以采用更高的开关频率[8],使传统变流器功率密度和集成度的进一步提升成为可能。

根据变流器中应用的功率器件种类,三电平变换器拓扑可分为有源钳位型和无源钳位两种,其中应用二极管进行钳位的为二极管中性点钳位(Diode Neutral Point Clamped,DNPC)拓扑,由MOSFET 和IGBT 等全控型有源器件钳位称为有源中性点钳位(Active Neutral Point Clamped,ANPC)拓扑,两个裂相电容的平衡也是中性点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)三电平变换器的研究焦点之一[9-11],其中文献[9]中增加了飞跨电容来实现桥臂中点电压的平衡,但平衡效果受负载条件的限制。从器件角度来说,增加飞跨电容元件虽然能一定程度上解决中点电压平衡的问题,但由于电容器件的可靠性相对于其他元件较低,同时冗余元件的存在不利于变换器功率密度提升,而有源设计也会增加变换器控制的复杂性,增加控制器成本,如何在不使用附加电容元件的前提下,实现可靠、易实现的中点电压平衡有重要应用价值。

为了提高功率变换器的功率密度和集成度,提升变换器工作时的开关频率是一种可行方案[12],文献[13]采用单端谐振技术实现器件的零电压开通(Zero Voltage Switching,ZVS),以降低高频工作模式下的开关损耗。文献[14]利用高频隔离变压器的漏感参与谐振过程,解决了寄生电感带来的过电压问题,并减少了独立磁性元件的数量,实现了阻抗匹配。随着开关频率的提升,变换器的开关损耗在总损耗中的占比大幅度提升,无法按照低频下的硬开关工作模式来进行设计,功率器件的可靠ZVS变得十分重要,现阶段的高频变换器应用谐振实现软开关,但由于软开关条件与电感电流关联,ZVS效果与负载联系紧密,传统谐振拓扑无法保证轻载或极轻载条件下的可靠ZVS,为了保证软开关使得高频变换器负载范围变窄,降低了变换器工作的可靠性和高效性。文献[15]中提出了改进模型的预测控制,拓宽了高频变换器的负载范围,但仍存在ZVS 失效风险,这是在多个研究中被忽视的问题。

本文设计了一种不附加电容元件的双向三电平拓扑结构,利用蓄电池的电容特性和电池管理系统(Battery Management System,BMS)来平衡直流侧裂相电容中点电压,在储能侧采用三电平逆变拓扑降低开关器件的电压应力,直流母线侧采用全桥拓扑降低器件数量,简化控制方法,并应用ON/OFF混合控制改善了轻载条件下的软开关失效,提升了变换器整机的效率,拓宽了变换器的负载范围。

1 DNPC-DAB结构与分析

三电平中性点钳位双有源桥换流器(Diode Neutral Point Clamped Dual Active Bridge,DNPC-DAB)变换器如图2 所示,由改进的三电平DNPC逆变拓扑、阻抗匹配环节、高频隔离变压器、全桥整流环节组成,输入端由储能系统中的两个独立电池组单元串联组成。在典型储能系统应用场景下,其直流侧每个电池单元的电压为350 V。在储能侧的NPC逆变拓扑中共包含8个主开关器件S1～S8,C1～C8为对应开关器件两端的等效输出电容,左侧桥臂中点a和右侧桥臂中点b之间由LC谐振阻抗匹配环节和高频变压器的原边绕阻构成,谐振阻抗匹配环节由谐振电感Lr、谐振电容Cr、高频隔离变压器的漏电感Llk构成。DNPC-DAB二次侧包含4 个功率器件S9～S12,C9～C12为对应开关器件两端的等效输出电容,图2中的开关器件均选用增强型GaN HEMT。

图2 三电平DNPC-DAB拓扑结构

为了阐明所设计拓扑的工作原理,选取放电工作模式为例,对拓扑的工作模态进行了详细的划分和描述。为了简化分析过程,作出如下理想化假设。

1)所有功率器件导通时内阻为零;

2)所有功率器件的输出电容相等;

3)假设直流侧和负载侧为稳定直流;

4)储能侧电池的电压相等,Vb1=Vb2=Vb。

放电工作模式下电压、电流的稳态波形如图图3所示,规定电感电流正方向为从左侧桥臂中点a流向右侧桥臂中点b。

图3 三电平DNPC-DAB稳态波形

第1阶段(t0,t1):设t0为初始时刻,如图4所示。在t0时刻,变换器处于谐振的正半周期,S1和S2,S7和S8被触发开通,能量通过变压器从一次侧传递到二次侧,电池组向直流母线放电。

图4 三电平DNPC-DAB的工作模态

阶段2(t1,t2):t1时,S1和S8的驱动信号Vgs1和Vgs8的下降沿到来,S1关断,电感电流向S1和S8的结电容C1和C8充电,C3～C6以同样的方式充电,C1的电压从0 V 开始升高,当C1两端的电压达到400 V 时,进入下一阶段。

此阶段中C3和C6的放电电流为idsc,C1的充电电流为iC1,考虑到在续流时的电感电流值iLr可视为一个定值,如图3所示,其大小可表示为

联立式(1)、式(2)可得

式中:Lequ为谐振腔归算至原边的等效电感,其值与Lm、Lr和Llk相关;Lr为谐振电感的值;Lm为励磁电感的值;Llk为归算至副边漏感的值;fs为开关频率;D1为开关器件S1的占空;Vb为电池组单元电压;PL为负载功率;n为DAB 中高频变压器T 的变比;VDC为输出端口直流母线的值;Vin为输入电压;Req为输出端口的等效阻抗值;iLr为流过谐振电感Lr的电流值。

为确保此时的谐振电流能够将C5和C6、C3和C6完全放电至0,可以得到t1～2的解析表达式

式中:QC1为电容C1中的电荷量;C1为开关器件S1两端等效输出电容的容值;t1～2为谐振区间的最小长度。

阶段3(t2,t3):在t2时刻,C1的电压超过2Vb,钳位二极管D1导通,电流通过D1和S2续流,a点的电压被钳位在0 V,电感电流通过D1、S2和S7、D4构成续流环路,二次侧电流减小,剩余电流给输出电容C9、C12充电,维持直流母线侧的电压。

阶段4(t3,t4):在t3时刻,二次侧电流过零,S9和S12的零电流开关(Zero Current Switching,ZCS)条件达成,负载电流由直流母线侧的输出电容维持。为了实现ZCS,阶段4的长度应满足

阶段5(t4,t5):在t4时刻,S2的驱动信号VgS2的下降沿到来,S2关断,S2和S12实现ZCS,电感电流使C2和C7充电,C3～C6放电,之后a点电压过零变成负值,二次侧完成换流。电感电流向C2和C7充电,其端电压从0 V 上升到Vb后,S3和S4、S5和S6的电压达到0 V,谐振腔进入谐振的负半周期。需要注意的是,t4～5为寄生电容放电所需时间,为了保证S3、S4、S5和S6能可靠实现软开关ZVS,t4～5的大小应满足

阶段6(t5,t6):在t5时刻之前,S3、S4、S5和S6漏源极之间的电压过零,由于储能侧高频变压器T 等效励磁电感Lm的存在,器件的反向并联二极管导通(GaN 器件的内部二维电子气),提供续流路径,S3、S4、S5和S6被反向并联二极管钳位,达成ZVS条件。

阶段7(t6,t7):S3、S4、S5和S6的驱动信号上升沿到来,功率器件在ZVS 条件下被开通,电路进入下一个对称周期。由于DNPC-DAB 在充电状态的工作原理与放电状态类似,在此不再赘述。

从式(5)、(6)和(7)中可以看出,死区中留给充放电时间的边界条件和负载PL相关,当负载减小时,所需放电时间增加,ZVS 条件变得更加严格,这也是轻载时软开关失效的主要原因。本文所设计的DNPC-DAB 谐振变换器为了解决轻载软开关失效问题,应用混合控制策略,轻载时采用ON/OFF控制来解决输出电压升高和ZVS失效的问题。

2 DNPC-DAB谐振参数设计

DNPC-DAB谐振腔中的谐振元件有Lr、Cr、Lm,谐振参数取值与功率器件等效输出电容Cjo、漏电感Llk、品质因数Q、额定电压增益GN、谐振频率fr、开关频率fs有关,如式(8)—(10)所示:

DNPC-DAB 变换器从输入端口到输出端口的增益如式(9)所示,可以看出Vo到Vin的增益与频率和负载条件有关,与LLC谐振变换器类似。

为了确定DNPC-DAB中的谐振元件参数值,其实际电压增益G在不同品质因数Q值下的取值为

式中:fn为实际开关频率向额定开关频率的归一化之后的值,其值等于实际开关频率和额定开关频率之比。

为了确定DNPC-DAB中的谐振元件参数值,其实际电压增益G在不同品质因数Q值下的取值为了适应宽负载范围,要求增益宽范围可调,选取Q=0.4,结合式(8)和式(10),即可确定谐振元件的初始值,曲线如图5所示。为提高DAB变换器的功率密度,利用谐振电感吸收变压器漏感,使漏感参与谐振,在图2中向变压器副边归一化为Llk,可得

图5 不同Q 值下的增益G N 曲线

式中:Lreq为变压器原边等效谐振电感值。

式(3)、式(5)中给出了t1～2、t4～5时间长度的关系,为得到谐振元件参数的解析结果,在ZVS条件限制下,其参数的临界值可由式(13)和(14)得到

式中:Ts为开关周期,其值为开关频率fs的倒数。

在式(14)中,不等式号左侧的变量都是未知的,由于t1～2、t3～4和t4～5都与D1有关,只要联立式(5)、(6)、(7)、(13)和(14),就可以解得D1和D2,得到ZVS限制下占空比参数的初始值。

在具体设计实例中,首先需要确定开关频率,该数值一般在设计之初根据所需功率密度具体应用场合的需求确定;然后根据实际负载工况确定变换器的负载范围,依据图5选取对应增益区间的曲线,以取得适合品质因数Q值;取得Q值后,设计谐振参数的初始值,谐振元件的最终数值可在仿真中根据实际ZVS效果进行调整;取得谐振元件参数初值始后,可根据式(5)、(6)、(7)、(13)和(14)确定D1和D2的初始值,D1为三电平逆变拓扑的S1、S4、S5和S8的驱动信号的占空比,D2为S2、S3、S6和S7的驱动信号的占空比,在仿真中轻载工况下进行微调可得其参数终值,最后根据电压纹波和电能质量要求选取ON/OFF 控制的使能频率。正常工作时,变换器按预设参数工作在移相控制下,当进入轻载工况后,写入预设的D1和D2,进入ON/OFF 控制模式,在ON 阶段,预设参数可实现软开关,OFF 阶段开关器件驱动被闭锁,不产生开关损耗,可通过调制ON 阶段的占比值(使能占空比)以稳定输出电压。

3 联合储能BMS的直流侧均压方案

考虑可再生能源站储能应用的实际运行环境,本文DNPC-DAB双向变流器的电池侧采用两个独立的锂离子电池单元,均压方案由BMS电池单元控制系统来实现正负母线电容电压平衡,如图6所示。电压监测系统用于调节电池单元B1和B2之间的电压,采样端口用于对Vb1和Vb2的电压进行采样,输出信号传递给BMS控制系统进行电池均压。

图6 DNPC储能侧电压平衡方案

其中储能电池模块B1和B2单元依靠独立的BMS系统控制其均压,在实际充放电过程中,主控系统可根据其荷电状态(State of Charge,SoC)值的实际大小调制流入储能单元中的功率,从而保证后级DNPC三电平逆变输入环节里裂相电容电压的平衡。

为了使储能系统在宽负载范围中均能表现出良好的效率适应负载变化,必须保证变换器能在宽负载范围内实现ZVS,确保储能系统能量变换效率,本文中的控制方案在传统移相控制和轻载条件下,结合高频ON/OFF控制思想对变换器进行控制,采用移相+ON/OFF 控制的ON/OFF混合控制,在轻载条件下进入ON/OFF 控制模式,ON 阶段下控制器采用预设的ZVS参数,OFF阶段闭锁驱动信号,以保证控制的鲁棒性和软开关的可靠性。

4 仿真建模与结果分析

本节将给出仿真结果并分析实验结果,DNPC-DAB的电路模型采用LTspice搭建,功率器件模型采用适用于高频条件的高精度Spice模型,模型元件类型和参数取值见表1。

表1 仿真模型中元件参数取值

为了模拟双向工作条件,规定放电工作模式方向为正,充电模式方向为负,分别在LTSpice中对这两种工作模式进行测试,以验证所提控制策略和电路工作原理的有效性。充电和放电工作模式下的仿真模型分别如图7和图8所示,模型的功率流向在图中用蓝色箭头标记。

图7 充电状态DNPC-DAB仿真模型

图8 放电状态DNPC-DAB仿真模型

为验证软开关设计的有效性,本文采用对比验证的方法,图9为20%额定负载放电工况的传统斩波控制下变换器拓扑的电压和电流波形,可以看出储能侧的开关器件无法保证可靠实现软开关,由于其死区时间和电感电流大小不符合ZVS调节,其漏源极电压Vds未在驱动Vgs的上升沿到达前未谐振至0,未进入续流状态,S1、S2开关管出现硬开关,导致直流母线侧二极管电流出现振荡,降低了变换器效率,增加了实际工作中的散热压力,降低了整机可靠性。

图9 传统控制策略下DNPC-DAB中电压/电流波形

为验证所设计拓扑的ZVS性能,在20%额定负载工况进行测试。充电状态下DNPC-DAB 模型中原边的开关器件S1和S2及二次侧开关器件S9的ZVS波形如图10所示,可以看出,S1漏源极两端的电压Vds1在其驱动Vgs1的上升沿到来前即下降至0,实现了软开关,S2和S9也同样保持了可靠ZVS。

图10 充电状态下DNPC-DAB的ZVS波形

放电状态下DNPC-DAB 模型中S1和S2及S9的ZVS波形如图11所示,放电状态下S1漏源极两端的电压Vds1在其驱动Vgs1的上升沿到来前即下降至0,S2和S9也同样保持了可靠ZVS。

图11 放电状态下DNPC-DAB的ZVS波形

图12为ON/OFF 控制策略下,放电模式中S1的驱动信号Vgs1和直流母线侧输出电压Vo的电压纹波,可以看出在轻载工况下二次侧实现了可靠稳压,电压纹波满足要求。

图12 ON/OFF控制下直流母线侧输出电压的电压纹波

5 结论

本文面向新能源及储能电站中700/400 V 储能变流器应用,提出了一种应用于中、高压大功率储能系统中的三电平双向DC-DC 变换器及其轻载控制策略。设计的三电平拓扑利用BMS控制来实现直流侧正负母线电容的均压,未增加额外电容器件。本文对拓扑的具体工作模态进行了划分,推导和讨论了谐振参数和控制参数,结合ON/OFF控制对变流器控制策略进行了改进,在轻载工况下仍能可靠实现软开关,拓宽了变换器工作范围,在Simulink中对改进的控制策略进行了建模,最后在LTspice中建立了额定功率为1 k W 的DNPC-DAB高频变换器的精确模型。仿真结果表明,在双向工作模式下,所提储能变流器拓扑中所有开关都能可靠实现ZVS,证明了所提拓扑和控制策略的有效性。

本文所提的储能变流器相关技术在河北省南部电网“县-乡-村”三级新型电力系统示范工程进行了应用,保障了示范工程中储能系统的安全高效运行。