基于人工表面等离子体激元的小型化低通双陷波滤波器

张 胜,于梦杰,解 鑫,李大妮,曹为为,程德强

(中国矿业大学 信息与控制工程学院,江苏 徐州 221116)

0 引言

人工表面等离子体激元(SSPPs)是一种在周期性金属结构表面传播的电磁波,其固有的慢波特性有利于设计各种不同特性的微波滤波器。基于SSPPs的滤波器可分为带通滤波器[1-3]、陷波滤波器[4-6]和其他类型滤波器[7]3类。其中,陷波滤波器的阻带极窄,可消除单个频点信号。因此,陷波滤波器具有抗干扰作用,可广泛应用于卫星和无线通信系统中。

传统的SSPPs陷波滤波大多为单陷波,陷波抑制有限,同时传统的SSPPs模式转换结构较复杂,导致滤波器的尺寸过大,难以实现小型化。因此,如何实现滤波器的小型化和高性能多陷波抑制是一个热门话题。文献[8]设计了一种新型单环开口谐振器的陷波滤波器,但仅能实现单陷波抑制功能。文献[9]提出了一种基于SSPPs波导的陷波滤波器,可以实现双陷波抑制功能,但其模式转换部分采用扩口地结构,导致其整体尺寸过大。文献[10]中去除了扩口地结构,减小了尺寸,可实现双陷波抑制,但通带内损耗较大,传输效率较低。

本文以单边复合周期的SSPPs单元为基础设计了一款基于SSPPs低通滤波器,并在此基础上引入两种叉指谐振器,最终实现了小型化的SSPPs低通双陷波滤波器。该滤波器去除了传统模式的转换结构,有效地减小了整体尺寸。此外,滤波器的两个陷波可以独立调节,底部的叉指谐振器用于调节第一个陷波,而顶部的叉指谐振器用于调节第二个陷波。最后制作了滤波器的样品并进行了测试,实测结果与仿真结果基本吻合。

1 滤波器的设计

1.1 SSPPs单元结构分析

SSPPs固有的慢波特性可以通过其色散曲线呈现,在同频率下光波的波矢始终小于SSPPs的波矢。在金属凹槽单元结构传播的SSPPs模式的色散关系[1]可表示为

(1)

式中:k为SSPPs波的传播常数;k0为自由空间波的相位常数;p为单元结构的周期;a,h分别为凹槽的宽度和深度。

本文所提复合周期SSPPs单元的色散曲线如图1所示。随着频率的增大,SSPPs的色散曲线明显偏离光的色散曲线,并逐渐趋向于截止频率。由图1可知,当h1和h2存在高度差时(即复合周期SSPPs单元),其对应的截止频率低于传统矩形单元的截止频率。因此,本文所提复合周期SSPPs单元结构有利于设计小型化滤波器。

图1 复合周期SSPPs单元的色散曲线

1.2 低通滤波部分设计

基于上述对SSPPs单元结构的分析,本文设计的低通滤波部分如图2所示。整个滤波器设计在单层F4B基板上,基板的相对介电常数为2.65,正切损耗为0.003,厚度为0.5 mm。该结构的整体尺寸为8 mm×35.2 mm,分为馈电部分和SSPPs波导部分。其中SSPPs波导部分由复合周期的SSPPs单元组成。低通滤波部分的主要设计目标:-3 dB通带范围为0～8.3 GHz,带内的回波损耗S11优于21 dB,带外抑制优于25 dB。低通滤波器的具体尺寸如表1所示。

表1 低通滤波器的尺寸值

图2 低通滤波器的结构示意图

由于SSPPs波导传输的是TM模式,故需将微带馈电的准TEM模式转换为TM模式。图3为5 GHz时的电场矢量分布图。由图可看出,微带线部分的电场矢量垂直分布,而SSPPs波导中的电场分布出现了横向分量,说明实现了由微带线到SSPPs波导的模式转换,从而去除了复杂的模式转换结构,有效地减小了滤波器总尺寸,有利于实现滤波器的小型化。

图3 5 GHz时电场矢量分布图

SSPPs低通滤波部分的通带选择性与SSPPs单元数量(m)有关。图4为SSPPs低通滤波的S参数仿真结果。由图可知,随着SSPPs单元数量m的增加,带外抑制增强,但带内损耗变差。综合这两方面考虑,最终选择SSPPs单元数量m=9,此时截止频率为8.3 GHz,带内回波损耗S11优于21 dB,插入损耗S21<0.9 dB,低通滤波器的通带选择性达到最优。

图4 SSPPs低通滤波的S参数仿真结果

1.3 低通双陷波滤波器设计

在低通滤波部分的基础上加载、刻蚀叉指谐振器,实现了两个陷波特性,构成了低通双陷波滤波器,如图5所示。图5(a)中,在SSPPs单元的凹槽内加载2个叉指电容负载环路谐振器,产生了1个陷波带。图5(b)中,通过在底部金属板刻蚀缝隙的方式,刻蚀了3个叉指分裂环谐振器,产生了第二个陷波带。

图5 滤波器的结构示意图

叉指谐振器的尺寸示意图如图6所示。叉指谐振器的具体尺寸如表2所示。在相同尺寸下,叉指谐振器比传统谐振器具有更低的谐振频率、更多的参数可调和谐振频率更易调谐等优点。这两种叉指谐振器主要由叉指型短截线构成,用来增强谐振器的有效电容C。电容C[2]为

表2 叉指谐振器的尺寸参数

图6 叉指谐振器的尺寸示意图

(2)

式中:l为叉指短截线的长度;εre是宽度为w的微带线的有效介电常数;n为叉指数量;b,b′为椭圆积分比。由式(2)可知,l和n决定了C。因此,C值随着l和n的改变而改变,谐振器的谐振频率也随之发生改变。

在本文低通双陷波滤波器的设计优化过程中,选择n作为可调参数,通过改变n调节陷波频率。如图7所示,随着n增加,陷波的中心频率逐渐减小,而另一陷波的中心频率保持不变,从而证实了陷波滤波器的两个陷波频率可独立调谐,且互不影响,而随着n增加,通带内的插入损耗也将增加,从而影响了陷波的抑制性能,因此需要选择合适的n来平衡滤波器陷波性能和带内插入损耗间的矛盾。最后,通过模拟优化后的结果,分别选择两种叉指谐振器的n=6和n=8。

图7 n对滤波器陷波性能的影响

2 仿真和测试结果分析

为验证仿真结果,对所提出的滤波器进行了制作和测量,图8为滤波器加工的实物图。

图8 滤波器的实物图

图9为滤波器S参数的实测与仿真结果对比。由图可见,在0～8.3 GHz通带范围内,仿真结果的回波损耗S11优于21 dB,而实测结果的回波损耗S11优于16.6 dB,恶化了约4 dB。此外,实测结果的陷波抑制深度达到20 dB,略差于仿真结果,并且第二个陷波发生了轻微的左移。仿真与实测结果的差异可能是由于滤波器的加工精度不足,以及焊接SMA接头时造成的误差,但仿真与实测的结果整体趋势基本一致。

图9 滤波器S参数的实测与仿真结果的对比

为了直观地观察滤波器的SSPPs波传播特性,模拟了通带、陷波的5个频率点的电场分布图如图10所示。

图10 不同频率下的模拟电场分布图

图10(a)、(b)为2个陷波频率处的模拟电场分布,电场能量主要集中在叉指耦合谐振器的局部区域,不能通过SSPPs波导传输,表明两个陷波由叉指谐振器的耦合谐振产生。图10(c)～(e)为通带内3个不同频率处的模拟电场分布。由图可看出,3个频率下从输入端口传输到输出端口电场能量损耗较低,支持SSPPs模式的传播,具有良好的通带传输性能。

表3为本文滤波器和其他文献SSPPs陷波滤波器的性能比较。由表可见,本文提出的滤波器具有较高的通带传输效率和较深的陷波抑制,且尺寸较小。

表3 陷波滤波器的性能对比

3 结束语

本文提出了一种陷波可独立调节的SSPPs低通双陷波滤波器。在单边复合周期SSPPs波导的基础上引入两种叉指谐振器,产生了两个可以独立调节的陷波。该滤波器去除了模式转换结构,尺寸较小。测试结果与仿真结果均表明,该滤波器在通带内有较高的传输效率,回波损耗优于16.6 dB,且两个陷波都有较好的抑制特性。此外,该滤波器具有成本低、小型化和结构简单的优点,有利于无线通信系统的集成化,在卫星和无线通信系统中具有潜在的应用前景。