一种线性化轨对轨调节压控振荡器设计

2023-11-13王瑞冯全源程简

应用科技 2023年5期

王瑞，冯全源，程简

西南交通大学微电子研究所，四川成都 611756

与传统电感电容（inductance capacitance, LC）振荡器相比，互补金属氧化物半导体（complementary metal oxide semiconductor, CMOS）工艺的压控振荡器（voltage controlled oscillator, VCO）具有易集成、低功耗、低成本等优点，被应用于各种锁相环射频集成电路中[1-4]。作为锁相环系统的关键模块，VCO的频率范围、调谐增益、调谐线性度对系统的性能至关重要[5]。为了扩大VCO 的频率范围，传统的方法通过增大调谐增益来实现，但是调谐增益的增大会导致VCO 对控制线噪声的抗干扰能力减弱[6-8]。同时为了提高锁相环系统的稳定性，已有的提高VCO 调谐线性度的方法往往需要牺牲振荡幅度，而这也会恶化振荡器的抗干扰能力，并且输入范围也很小[9-11]。因此，针对上述问题，本文设计了一种能实现线性化轨对轨频率调节的CMOS 压控振荡器，通过增大控制电压范围扩大频率范围，避免了提高调谐增益，同时没有额外振幅的牺牲，极大地提高了振荡器对外部噪声的抗干扰能力以及系统的稳定性。另外，考虑到需要振荡器输出信号边沿信息的锁相环应用，提出了一种缓冲器电路对输出波形进行优化，使其能够适用于各种锁相环系统。

1 传统VCO 设计原理

传统轨对轨电流饥渴型VCO 的延迟单元如图1 所示，并由奇数级延迟单元构成VCO 振荡环路[12]。MN1 和MP1 构成了基本反向器延迟单元，MN2~MN5 以及MP2~MP3 将轨到轨控制电压Vcrtl转化为控制电流Icrtl来控制振荡器频率。

图1 传统VCO 原理

但这种结构的调谐线性度比较差，降低了锁相环系统稳定性；由于振荡频率和电流呈线性关系[13]，虽然可以通过源极负反馈电阻改善电压对电流的线性转化，从而提高VCO 调谐线性度，但源极负反馈电阻的存在降低了振荡幅度，抗噪声干扰能力减弱；单端的反相器结构不利于共模噪声的抑制，也限制了多相位输出；只对放电电流进行控制而缺少对充电电流的控制导致充放电速度的不一致引起输出波形的不对称，使器件噪声对相位噪声的贡献加大[14]。

对此，本文利用了振荡频率与充放电电流的线性优点，设计了电压对电流转化电路，在不牺牲振幅的前提下实现了电压对频率的轨对轨线性调节；通过电流镜同时控制延迟单元充放电速度，提高波形对称性；延迟单元利用交叉耦合正反馈构建，既能提高充放电速度，又能形成伪差分结构，抑制共模噪声。

2 线性轨对轨压控振荡器电路设计

2.1 轨对轨电压转电流电路设计

本文设计的线性轨对轨电压转电流电路如图2 所示，利用工作在线性区的MN1 和MP1 将控制电压线性转化为电流。

图2 电压转电流电路原理

为了保证在轨到轨控制电压变化范围内输入管都工作在深度线性区，通过由R1、R2和R4、R5组成的分压网络降低输入到MN1 和MP1 的VX、VY电压范围，VX、VY分别由下式决定：

MN1 和MP1 电流再利用自偏置的共源共栅电流镜复制相减得到Icrtl的表达式为

式中k为电阻分压比例。共源共栅结构能够有效抑制沟道调制效应的影响，提高电流复制精度。

由于深线性区跨导gmP1和gmN1对栅压变化不敏感，并且随控制电压呈相反的变化趋势，等效跨导Gm对控制电压的灵敏度进一步降低，因此可以实现控制电压Vcrtl与电流Icrtl的高度线性转化，转化增益为

通过分压比例k调节等效跨导进而控制调谐增益。Icrtl再通过电流镜为振荡器模块提供尾电流进而实现对振荡器频率的线性调节，避免了振荡幅度的降低。

2.2 电流饥渴型振荡电路设计

基于伪差分延迟单元构成的环形振荡器原理如图3 所示。采用了4 级伪差分延迟单元，以提供8 个相位包括4 对互补以及正交的输出振荡信号，满足多相位输出需求。

图3 电流饥渴型伪差分振荡器原理

用了4 级伪差分延迟单元共用尾电流源，由于在振荡过程中MN8 和MP7 漏端电压变化很小，使得MN8 和MP7 始终保持饱和状态，避免分立的尾电流源在线性和饱和状态切换导致振荡频率降低，同时由于电流复制比例几乎不发生变化，提高了调谐线性度。

而MN8 和MP7 是一系列开关信号控制的镜像管的等效结果，其个数决定了与Icrtl的复制比例，个数越多，充放电电流越大，整体振荡频率越大。在宽调谐范围应用中，结合自动频率校准技术控制开关控制信号改变电流镜像比例就能够实现频率的分段调节，从而提高VCO 的频率调谐范围。

采用的伪差分延迟单元结构如图4 所示，MN1、MP1 和MN2、MP2 构成基本的反向器结构。通过MN3、MN4 和MP3、MP4 构成的交叉耦合对实现了伪差分，同时由于正反馈的存在加快了波形上升下降速度，减小了在上升下降过程中器件噪声对相位噪声的贡献[15]。

对于N级反相器构成的电流饥渴型压控振荡器，振荡频率近似由下式决定：

式中τ为每级的传输延时，振荡频率正比于充放电电流。将式（1）带入式（2）并对控制电压求导得到调谐增益公式为

等效跨导几乎不随控电压改变，因此调谐增益具有很好的稳定性，调谐线性度高。

2.3 缓冲器电路设计

在锁相环应用中，VCO 之后的分频器以及鉴频鉴相器等数字模块通常需要VCO 振荡信号的边沿信息。为了获得轨到轨振荡幅度的方波信号，设计了如图5 所示的缓冲器电路。第1 级采用二极管接法负载的全差分以减小密勒电容对前级振荡器的频率的影响，同时提供一定共模抑制；第2 级进一步抑制共模输出；最后1 级提供更加陡峭的边沿，便于后续信号传输处理。

3 电路仿真结果

基于SMIC 0.18 μm CMOS 工艺在Cadence Spectre 仿真平台对电路进行了仿真验证。电源电压1.8 V，仿真得到等效跨导随控制电压变化的结果如图6 所示，等效跨导几乎不随电压变化。最终得到的控制电流Icrtl与控制电压Vcrtl关系如图7。由于几乎恒定的等效跨导，Icrtl与Vcrtl在轨对轨范围内都具有很好的线性。

图7 Icrtl 随Vcrtl 变化仿真结果

当图3 所示的电流镜像比例取6 时，得到压控振荡器的频率调谐曲线如图8，振荡频率在控制电压0~1.8 V 的轨到轨变化范围内都具有很好的调谐线性度，频率范围从0.89~1.22 GHz，调谐增益为183 MHz/V，符合实际锁相环应用的需求。

图8 调谐特性曲线

图9 显示了控制电压0.9 V、中心振荡频率1.06 GHz 时的相位噪声功率谱。在振荡器功耗仅有227.8 μW 的前提下1 MHz 频偏处内部相位噪声-72 dBc/Hz，噪声性能良好。对于电流饥渴型压控振荡器，内部相位噪声主要来自尾电流管的闪烁噪声，减小闪烁噪声往往需要在同等充放电电流条件下牺牲面积，而本文主要考虑通过避免调谐增益增大来提高对控制线噪声抗干扰能力。