一款双频双宽带双圆极化Fabry-Perot 谐振腔天线

吕 军，钟选明

（1.国能包神铁路有限责任公司，内蒙古 鄂尔多斯 017000；2.成都交大运达电气有限公司，四川 成都 610000）

0 引 言

随着信息技术的迅猛发展，空天地海一体化通信系统已经成为未来通信网络的发展趋势，卫星通信具有覆盖范围广、不受地理条件限制等优点，其作为天基通信的重要组成部分和未来6G 网络技术发展的重要方向，已经成为学术界研究的热点[1]。天线作为卫星通信系统的关键组成部件之一，要求具有宽带宽、高增益、圆极化和结构简单、易于集成等特性。由于法布里-珀罗（Fabry Perot, FP）谐振腔天线具有增益高、馈电简单的特性，自从其诞生以来便受到了学术界的广泛关注[2]。

FP 天线具有馈电结构简单、增益高的优点，近年来学术界对于FP 天线的双频段工作、宽带性能以及如何实现圆极化辐射做了大量研究工作，其在卫星通信系统中有良好的应用潜力。对于FP 天线的双频工作特性[3-5]，可采用频率选择表面（Frequency Selective Surface, FSS）或者电磁带隙（Electromagnetic Band Gap,EBG）结构等电磁超材料作为部分反射表面（Partially Reflective Surface, PRS），针对两个频段构成两个独立的谐振腔，以此实现FP 天线的双频工作，但这类方法需要双层谐振腔结构，因此结构复杂且剖面较高。对于FP 天线的宽带工作特性[6-8]，一方面，具有正相位梯度的PRS 能在宽带内满足谐振条件以拓展其增益带宽，有学者通过设计特殊结构的PRS 或者构造具有空气间隙的谐振腔以获得反射电磁波的正相位梯度，但这类方法往往难以拓展为双频工作；另一方面，由于馈源辐射的电磁波到达谐振腔上表面的距离不同引起了空间相位差，有学者提出采用渐变的PRS 对空间相位进行补偿，使透射电磁波总处于同相叠加状态，以此展宽其增益带宽和提高增益。

对于FP 天线的圆极化辐射性能[9-11]，可采用具有极化转换特性的PRS 将线极化馈源转换为圆极化辐射，或直接采用圆极化辐射馈源，但这类方法难以实现宽带的圆极化辐射效果。以上方法在FP 天线的双频、宽带、圆极化以及易于集成等方面做出了拓展，但如何利用简单的单层谐振腔结构实现FP 天线双频双宽带的圆极化辐射性能，仍然面临较大的挑战。

为此，本文设计了一款结构简单的双频双宽带双圆极化FP 天线。具体地，通过加载寄生贴片和缝隙耦合馈电的方式设计了宽带圆极化馈源；设计了一种具有双频正相位梯度的单层结构PRS，以展宽FP 天线带宽；设计了能够提供特定相位的人工磁导体结构（Artificial Magnetic Conductor, AMC）替代传统的金属地板，在同一谐振腔高度下满足了双频段的谐振条件。全波仿真结果表明，所提出的FP 天线在两个工作频段上的3 dB 轴比带宽分别为10.1%和13.8%，峰值增益达到了12.45 dBi和11.9 dBi，且3 dB 增益带宽分别为11.5%和14.8%。

1 FP 天线原理介绍

传统的法布里-珀罗谐振腔天线的结构主要由馈源、部分反射表面和反射地板三部分组成。FP 天线馈源辐射的电磁波在谐振腔中不断反射，当腔体高度满足谐振条件时，透射出部分反射表面的电磁波同相叠加，通过锐化波束宽度的形式提高天线方向性。设FP 天线部分反射表面反射的电磁波相位为ΦPRS，地板反射的电磁波相位为ΦGND，谐振腔的高度为h，电磁波的波长为λ，则FP 天线的谐振条件可以表示为：

从式（1）可以看出，当电磁波经过谐振腔后的反射相位与空间相位满足一定条件时，透射出的电磁波通过同相叠加以提升方向性，相比于传统的阵列天线，FP 天线无需复杂的馈电网络即可实现高增益，且结构简单易于加工生产。由式（1）可知，影响谐振腔剖面高度的因素包括天线工作频率、PRS 的反射相位以及地板的反射相位，传统的FP 天线采用金属作为反射地板，因此天线剖面高度通常为0.5λ。电磁超材料作为新兴的电磁结构，具有自然材料所不具备的电磁特性，采用人工磁导体等电磁超材料替代金属作为反射地板，利用其对电磁波反射相位的调控特性可有效降低天线整体剖面。式（1）所示的谐振条件是针对特定频点的，随着天线工作频率的升高其波长逐渐变小，因此若要在宽频带下满足该谐振条件，需要电磁波经过谐振腔的反射后呈现随频率升高的正相位梯度。综上，在设计FP 天线时，需要合理设计PRS 和反射地板才能获得好的辐射性能以及较低的天线剖面。

2 天线设计及分析

2.1 PRS 单元设计及分析

传统的FP 天线受限于其工作原理，增益带宽有限，为解决这一问题，西北工业大学的学者提出了具有正相位梯度的PRS 单元[6]。基于该工作，本文提出了具有双频段正相位梯度的PRS 单元，如图1 所示，黑色部分代表金属，灰色部分代表介质基板，其材料为Rogers5880。该结构能实现双频段的部分反射特性和正相位梯度特性，根据式（1）可知，PRS 结构的正相位梯度可以弥补电磁波频率升高带来的空间相位变化，因此该结构能在两个频段上有效扩宽FP 天线的增益带宽。

图1 PRS 结构示意图

经过优化，PRS 单元的尺寸参数分别为R1=5.8 mm，R2=5.5 mm，R3=6.2 mm，D1=8 mm，H1=0.787 mm。其反射幅度及相位如图2所示，其全波仿真结果表明，该结构在10.53～12.02 GHz 和14.16～16.11 GHz 两个频段均能提供正相位梯度，以拓展FP 天线的增益带宽，并且其反射幅度在两个频段上分别达到0.6和0.4以上，根据FP天线的工作原理，该结构能够有效提高天线的方向性。

图2 PRS 反射幅度及反射相位

2.2 馈源设计及分析

FP 天线常采用耦合馈电的微带贴片天线作为馈源，但是传统的贴片天线带宽较窄，为了满足卫星通信宽带圆极化的要求做出了一些改进设计。如图3 所示，馈源天线采用Rogers5880 作为介质基板材料，共由三层介质基板构成。馈源天线在地板上开有交叉“工”字形缝隙，通过微带线进行耦合馈电，实现了圆极化辐射；在微带贴片的上层加载寄生贴片，有效拓宽了天线的阻抗带宽。

图3 馈源天线结构示意图

该结构能够实现宽带圆极化辐射，为了满足双频双宽带双圆极化辐射馈源的设计要求，采用双馈源天线作为FP 天线的辐射馈源。经过优化，采用缝隙耦合馈电的馈源天线的尺寸参数如表1 所示，其回波损耗和轴比如图4所示。从图中可以看出，在两个频段上馈源天线的3 dB轴比带宽分别为10.2～12.4 GHz和13.5～16.6 GHz，其-10 dB阻抗带宽分别为9.6～11.9 GHz和12.7～15.7 GHz，具有良好的阻抗匹配性能和圆极化辐射性能，满足FP 天线馈源的设计要求。

表1 馈源天线优化后尺寸参数mm

图4 馈源天线反射系数及轴比

2.3 反射地板设计及分析

人工磁导体结构（AMC）具有特殊的电磁特性，学者们引入AMC 结构来替代传统的金属地板，通过调整AMC 地板的反射相位，有效降低了FP 天线的剖面高度[12]。本文提出的FP 天线需要在同一高度下满足两个频段的谐振条件，采用金属地板无法在实现较低剖面的同时满足其谐振条件。AMC 结构可以在不同频段提供特定的反射相位，通过合理设计可在满足双频段谐振条件的情况下，有效降低天线剖面高度，实现单层谐振腔结构的双频辐射。

本文所设计的AMC 结构如图5 所示，采用简单的具有中心对称性的圆环结构，既能满足所设计FP 天线的相位要求，又能满足圆极化辐射的要求。经过优化，AMC 的尺寸参数分别为R4=3.4 mm，R5=6.6 mm，D10=8 mm。其反射相位如图6 所示，根据式（1）计算可知，该结构能在同一高度下满足两个频段的谐振条件。具体地，谐振腔高度h为13 mm，仅为0.5λlow。

图5 AMC 单元结构示意图

图6 AMC 反射相位

3 FP 天线性能分析

3.1 结构设计

对于FP 天线设计，其部分反射表面（PRS）的反射系数越高、口径面的尺寸越大，天线的方向性就越好。但是随着口径面的增大，一方面，为提高天线方向性所付出的空间成本就越高；另一方面，由于口径面增大，口径面边缘处电磁波传播的波程差带来的相位变化会使透射的电磁波相位发生变化，降低天线的方向性。因此，需要结合实际应用的可行性和天线的口径效率来合理的设计PRS 以及天线口径尺寸。

所提出的FP 天线主要由PRS、馈源天线、反射地板三部分构成。设计的PRS 在两个频段上最低的反射幅度分别为0.6 和0.4，由于其对电磁波的反射系数较低，因此对于天线方向性的提升有限。为解决该问题，如图7所示，通过在FP 天线四周加载金属腔的方式实现了增益提升[13]。

图7 FP 天线结构示意图

加载金属腔后，在低频段和高频段天线的峰值增益分别提升了1.35 dB 和1.2 dB，如图8所示。对于双频FP天线，其口径面相对于高频段的电尺寸更大，因此高频段的增益往往更高，但是本文设计提出的部分反射表面在高频处反射幅度较低，因此造成了高频处增益略低于低频的情况。

图8 加载金属腔前后增益对比

3.2 仿真结果分析

首先分析所设计的FP 天线的反射性能，FP 天线馈源辐射的电磁波在谐振腔内不断反射，通过锐化波束宽度的方式来提高方向性，因此相比传统的阵列天线具有馈电结构简单的特性。由于馈源天线只能在单一频段实现宽带圆极化辐射，为了满足FP 天线双频双宽带圆极化的要求，采用两个不同的馈源天线，分别在两个频段上实现不同旋向的圆极化。一方面，双频段天线的反射系数如图9 所示，在9.6～11.9 GHz 和12.6～15.7 GHz的频带范围内FP 天线的反射系数小于-10 dB，具有良好的阻抗带宽，有利于实现FP 天线的宽带辐射性能；另一方面，天线的隔离度是衡量共口径天线的重要标准，所设计的FP 天线采用不同旋向圆极化的馈源天线，具有极化隔离的优点，有利于提升不同频段间的隔离度。具体地，不同频段间隔离度如图9c）所示。下文将提到FP 天线的辐射特性参数，所设计的FP 天线的有效带宽应该考虑其辐射特性，这里选择FP 天线-10 dB 阻抗带宽、3 dB 增益带宽、3 dB 轴比带宽重合的频段作为有效带宽，即10.95～11.9 GHz 和14.2～15.7 GHz，隔离度在该频段内进行考察。由图10 可知，在FP 天线的有效带宽范围内，低频隔离度S12低于-15 dB，高频隔离度S21低于-21 dB，FP 天线具有良好的端口间隔离度。

图9 FP 天线S 参数

图10 FP 天线轴比及增益曲线

然后对FP 天线的辐射性能（轴比及增益）进行仿真与分析。一方面，FP 天线采用宽带圆极化馈源，且所提出天线结构的部分反射表面以及AMC 地板均为中心对称结构，因而能基于此实现FP 天线的宽带圆极化辐射。

如图10 所示，在10.95～12.12 GHz 和14.2～16.3 GHz的频带范围内FP 天线的轴比小于3 dB，具有良好的宽带圆极化特性，并且通过双馈源的设计方法实现了低频（下行）为右旋圆极化波辐射，高频（上行）为左旋圆极化波辐射；所提出的FP 天线在低频和高频的峰值增益分别为12.45 dBi 和11.9 dBi，相比于馈源天线，峰值增益分别提高了6.45 dB 和4.6 dB，具有较高增益，其口径效率分别达到41%和18.3%。另一方面，所提出的部分反射表面能在两个频段提供正相位梯度，可有效拓宽FP天线的增益带宽，全波仿真结果表明，其3 dB 增益带宽分别为10.6～11.9 GHz 和13.8～16 GHz，相对带宽达到了11.5%和14.8%，具有良好的宽带圆极化辐射性能。另外，FP 天线的方向图如图11 所示，在低频中心频率11.4 GHz 处交叉极化电平大于16 dB，在高频中心频率15 GHz 处交叉极化电平大于20 dB。

图11 FP 天线方向图

最后，将本文提出的天线与现有文献进行了对比，如表2 所示。

表2 天线性能对比表

相比已有文献，本文基于具有双频正相位梯度的部分反射表面提出的FP 天线，在简单的单层谐振腔结构下实现了FP 天线的双频双宽带双圆极化设计，降低天线整体剖面的同时，拓展了天线功能，对卫星通信天线的设计提供了参考。

4 结 论

本文研究并设计了一款结构简单的双频双宽带双圆极化FP 天线。通过加载寄生贴片和缝隙耦合馈电的方式实现了宽带圆极化馈源的设计；基于具有双频正相位梯度的部分反射表面，在单层谐振腔的结构下实现了FP 天线的双频双宽带辐射；采用AMC 结构替代传统的金属反射地板，在同一谐振腔高度下满足了双频段的谐振条件。本文提出的FP 天线具有双频双宽带双圆极化特性和简单的谐振腔结构，对FP 天线的设计具有一定的参考价值。