一种有源钳位隔离型无桥SEPIC PFC 变换器*

2023-11-02刘入铫向俊君王志豪

电气工程学报 2023年3期

刘入铫沈霞陈锐向俊君王志豪

(西南石油大学电气信息学院成都 610500)

1 引言

近年来，随着电力电子技术的成熟和电力电子器件性能的提升，电力电子设备已经得到了广泛的应用，为了减少电力电子设备对电网的谐波污染，一些国家和国际学术团体提出并实施了一系列的电流谐波要求和标准[1-4]。为满足谐波要求和标准，交流输入的电力电子变换器需要采用功率因数校正(Power factor correction, PFC)技术提高用电设备的功率因数，降低电网谐波含量，确保电网安全可靠运行[5]，因此人们开始广泛研究各种电路拓扑组成的PFC 变换器。

相比于Buck、Boost、Buck-Boost 等非隔离PFC变换器，隔离型PFC 变换器不仅能够实现输入输出隔离，而且通过合理设计，只用一级变换电路就可以实现PFC 功能，因此研究人员已经在航空电子设备、车载充电器、通信及计算机设备电源等应用场合开展了隔离型PFC 变换器的研究[6-9]。其中隔离型SEPIC PFC 变换器由于具有器件数量少、成本低、输入输出电流连续等优点，得到研究人员的广泛关注[10-11]。由于变压器漏感带来的电压尖峰，传统隔离型SEPIC PFC 变换器开关管的电压应力较大。文献[12-13]所提变换器应用有源钳位技术来降低开关管的电压应力，但是其电路控制复杂。文献[14]提出了一种集成磁结构的隔离有源钳位SEPIC PFC 变换器，把输入电感、隔离变压器和二极管钳位电路集成到单个磁结构中，虽然降低了开关管和输出二极管的电压应力，但是该电路系统结构复杂，不易设计与控制；文献[15-16]所提变换器都用了有源钳位技术来抑制电压尖峰，实现了开关管的零电压开通，但是它们的电路控制复杂，成本高；并且文献[14-16]均采用了传统整流桥。为进一步提高变换器的整体效率，学者们陆续提出了多种无桥SEPIC PFC 拓扑[17-22]，其中文献[22]提出的一种无桥PFC转换器，其输入电感电流交替工作在CCM/DCM 模式，以获得高功率因数，提高整体效率，但是该变换器所用元器件数量多，控制复杂。

基于此，本文使用无桥PFC 和有源钳位技术对SEPIC PFC 变换器进行改进，提出了一种有源钳位隔离型无桥SEPIC PFC 变换器。该变换器通过运用有源钳位技术，降低了开关管的电压应力，实现了开关管的软开关，并提高了变换器效率。该变换器采用恒频控制，输入电感电流工作在断续电流模式(Discontinuous conduction mode, DCM)，仅使用单电压环控制就可以实现功率因数校正功能，控制简单。本文详细分析了该变换器的工作原理、输入电感工作在断续模式的条件、中间电容的电压以及功率因数等特性，并设计了一台输出功率为70 W 的应用于飞机座椅电源的试验样机验证了理论分析的正确性。

2 电路结构及其工作原理

2.1 电路结构

如图1 所示为本文提出的有源钳位隔离型无桥SEPIC PFC 变换器的整体框图。该变换器的主电路由EMI 滤波器，输入电感L1，二极管VD1、VD2，主开关管S1、S2，辅助开关管S3，中间电容C1，钳位电容Cc，以及隔离变压器T和续流二极管VD0、输出滤波电容C0组成；其中隔离变压器的励磁电感为Lm，漏感为Lr，变压器的原副边等效匝比为n。辅助开关管S3与钳位电容Cc构成有源钳位电路，用以抑制电压尖峰，降低开关管S1、S2的电压应力；二极管VD1、VD2，主开关管S1、S2构成无桥结构代替传统整流桥，进一步提高变换器的转换效率。

图1 所提变换器电路框图

变换器的控制电路仅由运放、光耦和PWM 控制芯片构成；将输出电压分压采样后的信号进行PI调节，再将误差信号通过光耦隔离传递到原边控制芯片UCC2580-3，然后控制芯片UCC2580-3 输出一组带死区的互补驱动信号OUT1 和OUT2，信号OUT1 同步驱动主开关管S1、S2，信号OUT2 驱动辅助开关管S3。通过调节两个信号的死区时间来实现开关管S1、S2和S3的ZVS，通过调节漏感Lr和钳位电容Cc的值，让其有足够的谐振深度，从而使能量能完全传递至二次侧[23]来实现副边续流二极管VD0的ZCS。由图1 可知，所提PFC 变换器拓扑仅用一级变换就可以实现AC-DC 功能和输入输出隔离，所用元器件数量少，成本低，控制简单。

2.2 工作原理

该变换器输入电感L1的电流工作在DCM 模式，如图2a 所示。由于电路正负半周原理相同，现以输入电感电流工作在正半周断续导电模式来介绍电路的工作原理。假设输入电压Vin=Vmsin(ωt)为理想正弦波，其中Vm为输入电压Vin的峰值，ω为输入电压Vin的角频率。为了便于分析，假设如下：VDS1、VDS2分别为开关管S1、S2的体二极管，CS1、CS2分别为开关管S1、S2的寄生电容，VDS3为开关管S3的体二极管，输出电容C0足够大；Lm≫Lr，开关管的开关频率fs远大于输入交流电压频率fg。

图2 变换器关键波形

该变换器的关键电压和电流波形如图2 所示，图2b 对应的工作模态分析如图3 所示，相关元器件电流的正方向已在图1 中标出。

图3 输入电压正半周各模态等效电路

模态1(t0～t1)：如图3a 所示，主开关管S1、S2开通，辅助开关管S3关断，该等效电路有三个回路，其电流流向如图中支路外箭头所示，其中is1=iL1+ic1。中间电容C1放电，输入电感L1和励磁电感Lm及其变压器漏感Lr上的电流均线性变化，均储存能量，且iLm=iLr=iT，此时二次侧输出电容C0释放能量以供给负载，在整个阶段VBUS电压为零。在这个阶段里，输入电感L1和励磁电感Lm及其变压器漏感Lr上的电流变化率为

模态2(t1～t2)：如图3b 所示，开关管S1、S2和S3均关断，L1和Lr的电流流向仍然保持模态1 的电流流向，均向主开关管S1、S2的寄生电容CS1和CS2充电，iLm=iLr，VBUS逐渐上升，输出电容C0继续向负载供能；当CS1和CS2充电结束后，进入模态3。

模态3(t2～t3)：如图3c 所示，由于电感L1要续流，iL1给中间电容C1充电，给CS2放电，同时iLr和iL1给钳位电容Cc充电，输出电容C0继续向负载供能，当CS2放电结束后，由S2的体二极管VDS2续流，此时S2、S3即可实现ZVS，工作进入模态4。

模态4(t3～t4)：如图3d 所示，开关管S3导通，开关管S2的体二极管VDS2续流，iL1持续给中间电容C1和钳位电容Cc充电，同时iLr也持续给钳位电容Cc充电，输入电感电流iL1和流过磁感Lm和漏感Lr的电流线性减小，且iLm=iLr。

模态5(t4～t5)：如图3e 所示，开关管S1、S2关断，S3导通，t=t4时，iLr>iLm，此时VD0开始导通，变压器开始向二次侧传递能量，输出电容C0储存能量，此时iL1和iLr继续给钳位电容Cc充电，输入电感电流iL1持续线性减小；同时漏感电流iLr由负变正，当iLm=iLr+iL1时，钳位电容Cc充电结束，然后开始放电，在整个阶段变压器漏感Lr和钳位电容Cc发生谐振，并向二次侧传递能量。

在t3～t5整个阶段，输入电感电流iL1均线性减小，其下降斜率为

模态6(t5～t6)：如图3f 所示，此阶段开关管S1和S2持续关断，S3继续导通，当t=t5时刻，iL1线性减小至0，中间电容C1充电结束，即iL1=iS2=0；漏感电流iLr持续增大，励磁电流iLm逐渐减小，当励磁电流iLm减小至0 时，二次侧电流iVD0增加至最大，随后励磁电流iLm反向增大，漏感电流iLr减小，变压器漏感Lr和钳位电容Cc继续谐振。

在t4～t6整个时间段，变压器漏感Lr和钳位电容Cc发生谐振，同时向二次侧传递能量，可以推导出如下表达式

模态7(t6～t7)：如图3g 所示，这一阶段开关管S3继续导通，钳位电容Cc继续放电，iLm=iLr，并缓慢增大，变压器不再向二次侧传递能量，iVD0=0，负载由输出电容C0供电，二次侧续流二极管D0零电流关断。

模态8(t7～t8)：如图3h 所示，在这一阶段，辅助开关管S3关断，由S2的体二极管VDS2续流构成回路，同时S1的寄生电容CS1放电，负载侧输出电容C0向负载供电，直至t8时刻，CS1放电完毕，VBUS降为0，开关管S1即可实现零电压开通，又回到模态1 的状态。

3 电路特性分析

3.1 功率因数分析

输入电感电流断续模式下变换器电路稳态工作时，根据电感L1在一个开关周期内的伏秒平衡可知

式中，D1为主开关管S1、S2的占空比；TS为开关周期；D2TS为开关周期内iL1从峰值放电为0 的时间；n为变压器的原副边变比；ω为输入电压角频率。稳态工作时，漏感Lr两端的平均电压为0，因此钳位电容CC的电容电压可以表示为

结合式(8)、式(9)，可以得到

由式(1)、式(10)可以得到该变换器输入电感L1在一个开关周期内的平均电流为

从而，该变换器在一个开关周期内的输入电流平均值iin(t)可以表示为

平均输入功率可以表示为

根据功率因数的定义，该变换器的PF 可以表示为

式中，Vm为交流输入电压的峰值；Iin(rms)为输入电流有效值。可以看出该变换器的功率因数PF 是关于Vm/(VC1+nV0)的函数，其关系如图4 所示，功率因数PF 随着Vm/(VC1+nV0)的增大而减小。在低压应用场合，当输入电压、输出电压和变比n确定时，可以通过增大VC1来提高功率因数。

图4 功率因数PF 与Vm/(VC1+nV0)的关系曲线

3.2 iL1 工作在断续模式的条件

假设在最低输入电压下，正弦波波峰输入，确保输入电感电流iL1工作在断续模式，则可以在整个范围内工作在断续模式。可以得到

根据功率守恒可得

因此，只需要确保输入电感取值小于式(18)的计算值，即可保证该变换器在整个范围内工作在断续模式。

3.3 中间电容C1 的平均电压VC1 的分析

根据上述电路工作模态分析，当开关管S1、S2导通时，流经中间电容C1的电流iC1(t)=iLm(t)，此时中间电容C1向励磁电感Lm传递能量，认为中间电容C1放电时的电压为恒定值VC1，则在放电时间D1TS时间内，中间电容C1的平均放电电流为

所以，在一个开关周期内中间电容C1释放的功率为

当开关管S1、S2关断时，流经中间电容C1的电流iC1(t)=iL1(t)，此时中间电容吸收能量，认为中间电容C1充电时的电压为恒定值VC1，则在充电时间D2TS时间内，中间电容C1的平均充电电流为

同理，在一个开关周期内中间电容C1吸收的功率为

根据中间电容充放电能量平衡，结合式(11)，可得在半个频率周期内

结合式(20)、式(22)，整理得到

从式(24)可知，中间电容电压VC1的大小与变压器匝数比n、输出电压V0、输入电压峰值Vm以及励磁电感Lm和输入电感L1的比值相关；当变压器匝数比n和输出电压V0、输入电压一定时，中间电容电压VC1与励磁电感Lm和输入电感L1的比值呈非线性函数关系，其关系曲线如图5 所示。根据图5 可得，对于28 V 输出，n=3.3 时，当输入电压确定时，随着L1/Lm比值逐渐增大，Vm/(VC1+nV0)的值逐渐增大，中间电容电压VC1逐渐减小，因此，可以通过合理设计励磁电感Lm和输入电感L1的值，来确定中间电容电压VC1。

图5 L1/Lm 与Vm/(VC1+nV0)的关系曲线

4 试验验证

4.1 试验参数

为了验证提出的有源钳位隔离型无桥SEPIC PFC 变换器的理论分析的正确性，搭建了一台输出功率为70 W 的应用于飞机座椅电源的试验样机，如图6 所示。变换器的规格和主要试验参数如表1所示。

表1 变换器规格和主要试验参数

图6 试验样机图片

根据式(18)，对于28 V 输出，n=3.3 时，得出不同占空比D和输入电感L1的关系，如图7 所示。在最低输入电压下，得到占空比D=0.42，对应L1=290 μH，确保变换器工作在DCM 模式，在实际电路中取L1=250 μH；综合考虑变换器功率因数和中间电容电压VC1，结合图4 与图5，取Lm=300 μH；同时，由图4 和图5 折中考虑，可以计算得到中间电容电压在输入电压有效值为90 V、115 V、135 V时的大小分别为153.3 V、197.3 V、225.7 V。

图7 输入电感L1 与占空比D 的关系曲线

4.2 试验结果

图8 为输出电压V0、输入电压Vin、输入电流iin和中间电容电压在输入电压有效值为90 V、115 V、135 V 时的试验波形。由图8 可以看出，不同输入电压下，输入电流波形均能够很好地跟随输入电压波形，输出电压稳定在28 V；由图8b、8d、8f 可以看出，交流输入电压有效值为90 V、115 V、135 V 时，中间电容电压分别为151 V、200 V 和220 V 左右；测试结果基本与理论分析一致。

图8 输出电压、输入电压、输入电流和中间电容电压试验波形

图9a～9c 分别为Vrms=115 V 时开关管S1、S2和S3的GS端电压VGS与BUS 点对地的电压VBUS和副边二极管电压VVD0和电流iVD0的试验波形。从图9a～9c 可以看出，有源钳位电路很好地抑制了电压尖峰，降低了开关管的电压应力，开关管S1、S2和S3实现了零电压开通，副边二极管实现了零电流关断。

图9 Vrms=115 V 时开关管S1、S2 和S3 的GS 端电压VGS 与电压VBUS 和副边二极管VVD0 与iVD0 试验波形

图10 所示为Vrms=115 V 时输入电感电流iL1和流入变压器的电流iT的试验波形，图10a 为基于无桥SEPIC PFC 变换电路在400 Hz 频率周期内的试验波形，图10b 为图10a 在输入电压峰值点附近的局部放大波形。从图10 可以看出，该变换器的输入电感运行在断续模式，输入电感电流的峰值包络为正弦波，漏感Lr和钳位电容Cc有足够的谐振深度，能使能量完全传递至变压器二次侧，试验波形与理论分析完全一致。