一种新型六开关逆变器改进载波移相调制策略*

胡文华，丁文斌

(华东交通大学 电气与自动化工程学院，江西 南昌 330013)

0 引言

电力行业发展迅速，级联多电平逆变器无需开关器件、应力低，具有输出电压谐波含量低，便于进行模块化设计等优点，在高压直流输电系统和电动汽车等领域得到了广泛的应用[1-3].

级联多电平逆变器的控制方面普遍应用载波移相调制[4]，载波移相调制策略具于级联H桥各单元间功率均衡的优点，但输出电压的总失真率较高[5]，尤其是在低调制度时更为突出.

为了解决在传统移相调制策略下，输出电平数少且谐波含量高的弊端，目前研究的方向是对传统拓扑结构进行改进和创新并且提出相对应的调制策略，提高逆变器的输出性能[6].六开关级联多电平逆变器就是通过改进得到，其输出的电压波形质量高且谐波含量低.

但对于新的六开关逆变器拓扑来说，提出相应的调制策略至关重要，好的调制策略不仅可以提高波形的质量而且还可以简化滤波器的设计，具有一定的经济效益，但是六开关逆变器不管从拓扑还是调制策略方面，其参考文献较少.文献[7-8]通过对三角波进行周期性的重构解决了各单元之间功率不均衡的问题.但改变三角载波的排列方式使得调制策略的数字难度增加，不利于工程的实现.为此，文献[9]提出了改进的调制策略，利用载波移相的方法使得各单元功率分配均衡.文献[10]基于不对称多电平逆变器的拓扑结构，通过对脉冲信号的逻辑组合得到开关管的驱动信号，该逻辑组合方法使得两个单元之间功率得到均衡，而且提高了输出的电平数.但对于一些多开关不对称逆变器拓扑来说，为了实现其单元间的功率均衡，利用电容进行钳位，对其进行充放电，但随着电容增多，很难对其实现均衡控制，在工业应用中得不到大范围的推广.

本文提出了一种两单元六开管逆变器新型拓扑结构和改进型CPS-PWM调制策略.由仿真说明和实验研究可知：两单元六开关九电平逆变器应用所提调制策略可以输出更多的电平数且具有良好的谐波特性.

1 逆变器拓扑及调制方法

1.1 两单元六开关逆变器拓扑结构

本文所提两单元六开关级联九电平逆变器拓扑结构如图1所示，由两个六开关逆变器单元构成该拓扑.两个单元的输出电压分别为u1和u2，两个单元级联在一起形成的逆变器的输出相电压为uAN.

图1 两单元六开关九电平逆变器拓扑

六开关逆变器输出的相电压与两个级联单元的输出电压存在着如下的数学关系式：

uAN=u1+u2.

(1)

该拓扑输出的相电流为i0，一般情况下该电流通过滤波为标准正弦波形，其数学表达式为：

i0=Imsin(ωt+αj).

(2)

式中：Im为相电流的幅值；αi为功率因素角.

对于第一个单元来说，u1可以得到2E、E、0、-E和-2E共5种电平，对于第二个单元，u1可以得到2E、E、0、-E和-2E共5种电平，所以uAN一共有±4E、±3E、±2E、±E和0共9种电平的输出.为了分析两单元六开关逆变器各个单元的开关状态，在此规定对应的开关器件Sin(n=1，2，3，4，5，6；i=1，2)导通时，取其值为1，否则为0.则其开关函数可以表示为：

(3)

Si1和Si2，Si3和Si4的开关状态严格互补，所以只分析Si1和Si3的开关状态.表1为两单元六开关逆变器在不同的开关状态下输出的相电压，逆变器的9种电平输出对应的20种开关状态.当逆变器的相电压为-3E、-E、0、E、3E时，与开关管不同的开关状态对应，表明两单元六开关逆变器输出相电压uAN为上述电平时，开关管有多种状态，存在冗余开关状态.

表1 六开关逆变器的输出电压及对应的开关函数

1.2 基于改进型CPS-PWM调制策略

对于本文的新型拓扑结构，要有新的调制方法来达到输出更多电平数的目的，为此提出了一种改进型CPS-PWM调制方式，区别于传统的载波移相调制的是要对脉冲信号进行逻辑组合才能作为开关管的驱动信号；但能和传统CPS-PWM一样实现各单元的功率均衡，而且在低调制度下也能减少输出电压的谐波含量.图2为改进型CPS-PWM调制原理，给出了两个单元各个开关器件的触发信号.设vm，vm1和vm2为正弦波调制信号，其数学关系式为：

图2 改进型CPS-PWM调制原理图

(4)

式中，m为幅值调制比.

图2中，S11和S12、S13和S14、S21和S22、S23和S24脉冲信号互补，所以只需知道S12、S14、S15、S16、S22、S24、S25和S26触发信号，是通过载波信号与正弦信号比较之后逻辑组合得到.具体分析过程如下：对于第一个单元来说，当vm1>vr1，vm1vr1，vm2vr1，vm

(5)

2 仿真验证与分析

为了验证改进型CPS-PWM调制策略的正确性，利用Matlab 2018/Simulink进行了两单元六开关逆变器的仿真.仿真参数如表2所示.

表2 仿真参数

采用改进型CPS-PWM调制方法，在频率调制比m为0.3、0.6和0.9时，两单元六开关逆变器的各个单元及总的输出电压波形如图3所示.随着调制比的增加，逆变器的第一和第二个单元输出从三电平变成了五电平，然后保持不变，但输出相电压从五电平逐渐变为七电平最后变成了九电平.所以采用改进型CPS-PWM调制策略相比于传统两单元级联H桥采用CPS-PWM，相电压输出了更多的电平数.两个单元的瞬时功率如图4所示，从图中可以看出，两者之间基本时刻保持一致，不需要通过其他方法调整两个单元的功率均衡，达到了功率的自均衡，也可以进一步说明本文所提调制策略的正确性和优越性.

图5为频率调制比为0.3、0.6和0.9时逆变器输出相电压频谱图，可见随着调制比的增大，输出相电压的总谐波失真(THD)不断减小，逆变器输出电压的谐波主要分布在载波频率fs=5 kHz的4n(n=1，2，…)倍及其附近，符合移相调制的一般规律.

图5 逆变器输出电压频谱

3 实验验证

为了对本文所提改进CPS-PWM调制方法的准确性和切实性进行验证，搭建了一个两单元六开关九电平逆变器实验平台，采用FPGA对主电路进行控制.主要参数如表3所示.

表3 实验参数

图6给出了在改进的CPS-PWM调制策略下，fs=5 kHz时，在m=0.9时逆变器的相电压波形，输出相电压中谐波主要分布在4f附近，与仿真输出频谱一致.

图6 m=0.9时逆变器电压波形及频谱图

图7给出了在m=0.9时第一和第二个单元的输出电压、电流和瞬时功率波形.从图中可以看出，两个单元各自的瞬时功率波形基本时刻一致，证明了本文所提调制策略的有效性和可行性.

图7 m=0.9时逆变器的输出功率波形

4 结论

本文针对传统两单元H桥级联逆变器调制策略，存在输出电平数少，谐波含量高问题，提出了改进型CPS-PWM调制策略.理论分析、仿真和实验结果表明：

1)提出了一种直流侧电压比为1∶1的两单元六开关九电平逆变器拓扑结构和改进型CPS-PWM调制策略.相对于传统两单元级联H桥来说，得到了更多的电平数和较高的波形质量.

2)对于本文所提的调制策略在全调制度下实现了两个单元之间的功率均衡.