基于DSP控制的三相交错式双向DC/DC变流器控制系统

2023-05-20汪俊奇邓永红徐海超张腾召汤礼凤

华北科技学院学报 2023年2期

汪俊奇,邓永红,徐海超,张腾召,汤礼凤

(华北科技学院信息与控制技术研究所,北京东燕郊 065201)

0 引言

随着经济发展,我国对储能系统愈发重视,为解决电力系统电能供需矛盾、改善供电质量、提高电网安全和稳定性以及实现电网可持续发展,采用化学电池电力储能系统成为全新途径。为了保证储能系统的安全性、持久性、稳定性,采用双向DC/DC变流器保证输出电压电流的质量[1]。

双向DC/DC变流器能够实现直流电能的双向流动。在储能系统中,需要通过双向DC/DC变流器对短时能量的冲击进行缓冲,并对直流电能进行双向斩波[2]。同时双向变流器可使储能系统中的电池与超级电容配合工作,实时调节变流器直流母线电压,提高电源整体效率[3]。伴随着对DC/DC变流器的深入研究,对双向DC/DC变流器电路的要求也在逐步提高,要求该电路在兼顾稳定性的条件下满足较高的变换效率[4]。因此多相多重DC/DC变换电路因其具有高稳定性、输出电流频率高、脉动小等特点,在要求高效率、低电压、大电流等场合得到广泛应用。但是伴随着电流的增大,其整流损耗也会逐渐增大,由于在低电压、大电流的应用环境中,整流损耗已经成为变流器主要的损耗,为降低整流损耗,可采用MOS管代替二极管完成整流工作,同时可以降低整流损耗,提高电源效率[5-6]。

本文针对三相交错式双向DC/DC储能变流器控制系统进行设计,将传统的整流二极管替换成SiC-MOSFET,降低损耗的同时,利用碳化硅器件具有宽禁带、高临界雪崩击穿电场强度、高热导率、小介电常数、高饱和漂移速度等突出优点,进一步提高电源效率[7-8],同时利用电压外环电流内环的双PI调节加快对输出电压的动态响应、改善均流效果等优势[9],对DSP进行软件编程,输出互差120°三相交错式PWM波,驱动三相交错式双向DC/DC变换电路,得到单桥输出互补的PWM波形。

1 总体方案

1.1 系统组成

三相交错式双向DC/DC储能变流器控制系统如图1所示,SiC-MOSFET-buck/boost斩波电路、驱动电路、DSP控制电路组成。其中,以DSP为控制核心,通过对SiC-MOSFET-buck/boost斩波电路的输入输出电压、输入输出电流以及单相输入电感电流进行检测,对检测的输入电压电流值进行电压外环电流内环的双PI调节,控制输出6路驱动MOS管的PWM波。

其工作原理为：当蓄电池B1端电压升高,为了使蓄电池端电压维持在安全范围内,此时系统进入充电状态。此时系统需要恒流限压充电,变流器低端的电流、电压传感器将采集到的数值通过闭环控制系统反馈给电流调节器和电压调节器,通过比较计算后将控制量传递给PWM控制器以改变开关管的占空比,从而达到控制电压、电流的目的。当系统处于放电状态,使电能流向电网时,由于需要稳定的电压输出,因此要通过闭环控制系统使双向DC/DC变流器工作在恒压限流放电状态下。

1.2 SiC-MOSFET-buck/boost斩波电路

三相交错式双向DC/DC变流器的buck/boost斩波电路利用SiC-MOSFET功率器件,将单相的三个完全相同的单相双向DC/DC变流器并联,实现同步整流功能,降低整流损耗,提高电能转换效率。如图2所示,主电路由六个SiC-MOSFET组成,形成三相桥式结构。当变流器工作在Buck电路时,三个上MOS管(VT1,VT3,VT5)交替导通,三个下MOS管(VT2,VT4,VT6)不需要关断,利用下MOS管代替传统变流器中的续流二极管;当变流器工作在Boost电路时,三个下MOS管(VT2,VT4,VT6)交替导通,三个上MOS管(VT1,VT3,VT5)无需关断,代替续流二极管起续流作用。其六种工作时序图如图3,4所示：

其中Csc、Cf为滤波电容,L1、L2、L3为输入电感。

图1 三相交错式双向DC/DC储能变流器控制系统框图

图2 三相交错式变流器主电路图

图3 三相交错式boost时序图

图4 三相交错式buck时序图

1.3 电流内环电压外环的双PI控制算法原理

如图5所示,为基于PI调节的电压外环电流内环双PI调节控制算法框图,如图5(a)所示为boost算法框图,采用恒压限流的方式,通过硬件电路中AD采样模块对采样电阻上的输出电压进行采样,同时将电网的反馈电压作为给定参考电压,将得到的采样电压与给定参考电压做比较,通过电压PI调节得到电压补偿输出,为保证闭环控制将其做限幅处理,同时作为电流给定信号iref输出。通过采样负载的电流反馈信号i1,将其与给定信号做比较,经过电流PI调节后,将其进行限幅处理,同时控制占空比,输出MOS管的PWM信号。该控制方法为电压外环电流内环的双PI控制算法。

如图5(b)所示为buck算法框图,因其是降压为蓄电池充电,因此需满足恒流限压输出,通过对采样电阻的输出电流采样,同时将蓄电池端的电流作为给定值,与其作比较,通过电流PI调节得到电流补偿输出并做限幅处理,同时作为电压给定信号Uref输出与电网反馈电压值作比较,通过电压PI调节后做限幅处理,控制占空比输出MOS管的PWM信号。该控制算法为电流外环电压内环的双PI调节控制算法。

采用该算法的优势为：振荡电路输出的锯齿波幅值较大,在进行脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声能力;驱动信号的占空比调节不受限制;具有良好的响应特性;在多路输出的开关变换器中,若每路输出都独自采用自己的PWM,则各路输出之间的相互影响非常小;多个变换器并联运行时,能改善均流效果;加快对输出电压的动态响应。

图5 电流内环电压外环的双PID控制算法

其积分调节的微分方程为：

(1)

为使式(1)适用于模拟调节系统,需对PI算法实现数字化。因此在模拟系统中,PI算法的表达式为：

(2)

式中,P(t)调节器的输出信号;e(t)为偏差信号;Kp为比例系数;TI调节器的积分时间。由于计算机控制是一种采样控制,它只能根据采样时刻的偏差来计算控制量。因此,必须对式(2)进行离散化处理,用数字形式的差分方程式代替连续系统的微分方程,此时积分项和微分项可用求和及增量式表示：

(3)

(4)

将式(3)和式(4)代入式(2)可得离散的PI表达式：

(5)

式中,T为采样周期,必须使T足够小,才能保证系统精度;E(k)为第k次采样时的偏差值;E(k-1)为第k-1次采样的偏差值;k为采样序号;P(k)为第k次采样时调节器的输出。

再根据递推原理,将k-1次的PI输出表达式求出：

(6)

将式(5)减去式(6)可得：

P(k)=P(k-1)+Kp[E(k)-E(k-1)]+KIE(k)

(7)

1.4 控制系统实现

本文设计的控制系统核心为TMS320F28335,其具备150MHz的高速处理能力,18路的PWM输出,其中有6路为更高精度的PWM输出(HRPWM),12位16通道ADC。可以为驱动电路提供高精度的PWM波同时12位16通道ADC也保证系统能够采样足够的采样信号。如图6(a)所示为利用DSP实现控制三相交错式双向DC/DC变流器控制系统,电压外环电流内环的双PI调节闭环软件流程图电压外环电流内环的双PI调节软件流程图。

图6 程序流程框图

该控制系统主要由四个部分组成：(1) 基于TMS320F28335的外部输入量及输出量采样系统,通过采样电网的输出电压、系统的输入电压、输入电流,完成系统给定量的设定以及对系统电压电流的实时监测。(2) 保护电路,通过判断电压电流信号是否过压过流或者欠压欠流对控制系统进行保护。(3) PWM输出电路,将采集到的电压、电流信号通过双PI控制算法进行调节,输出驱动MOS管的PWM信号,因从DSP得到的矩形脉冲经传输后往往发生波形畸变,可能会出现波形的上升沿将明显变缓或波形的上升沿和下降沿产生振荡现象,因此需要通过用施密特反相触发器整形而得到比较理想的矩形脉冲波形。(4) SiC-MOSFET驱动电路,将DSP发出的PWM波转化为可控制SiC-MOSFET的驱动信号。

2 实验结果分析

为验证基于DSP控制的三相交错式变流器控制系统的可行性,利用以DSP为控制核心的三相交错式双向DC/DC控制底板输出三相交错式脉冲波形。利用示波器对三路SiC-MOSFET上下桥测进行测试。由图7所示为三相交错式变流器控制系统实验平台。

图7 三相交错式双向DC/DC变流器控制系统实验平台

如图8所示为DSP控制底板输出三相交错式PWM波,由图可以看出三相波形互差120°,驱动开关管依次导通。通过DSP控制底板输出的三相交错式PWM波驱动双向DC/DC变流器,得到上下桥互补输出的PWM波形,如图9所示,该波形分别在频率100kHz,占空比为10%、20%、30%的情况下,对单路上下桥驱动波形进行检测得到的波形图。通过分析波形可知,当电路处于boost模式时,MOS管下桥导通,驱动电平为高电平,而上桥不关断,上桥MOS管代替原本的续流二极管继续导通,波形与下桥驱动波形互补输出,死区时间为0,实现了同步整流功能,减小了整流损耗,从而提高电源效率,同时可以看出在该系统可控制输出MOS管驱动波形工作在100kHz的高频环境中。