一种用于FPGA 的高精度带隙基准电路

郑浩鑫，梁爱梅

（深圳市国微电子有限公司，广东深圳，518000）

0 引言

带隙基准电路是最为常见的电源管理电路之一。它被要求在复杂和恶劣的环境下，依旧可以为系统提供高精度、低噪声的稳定基准电压。它为芯片提供直流参考电压，对电路的性能，如运算放大器、低压差线性稳压器、模数转换器等模块提供高精度、低噪声的参考电压，以确保系统的增益、电源稳定性、采样精度等性能。1971 年，带隙基准的电路结构被首次提出[1]。由于双极型晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）的基极与发射极的电压VBE具有负温度系数，而具有不同发射结面积的BJT 管之间的VBE电压差ΔVBE具有正温度系数，将两者通过一定的比例相加，便可以得到几乎不随温度变化而改变的基准电压。1973 年，K.E. Kuijk 提出了PNP 集电极直接接地的带隙基准结构[2]，如图1 所示。运算放大器的使用提高了基准电压的精度，同时由于集电极节点接地，使得该结构更容易在标准CMOS 工艺中实现，在如今电源管理电路设计中得到了非常广泛的应用。

图1 Kuijk 结构的带隙基准电路图

结合图1，由于VX=VY，因此电阻R3两端的电压可以写为：

输出基准电压VREF可以写为：

将VREF对温度T进行求导，可以得到基准电压的温度系数表达式：

其中m为常数，T为绝对温度，k为玻尔兹曼常数，q为电子的能量，Eg表示硅的带隙能量，n为双极型晶体管的比例，R2(t)表示经过修调后选出的R2的阻值。

由式(3)可知，通过调整合适的电阻和BJT 比例，可以得到零温漂系数的电压。但在实际芯片制造中，由于电阻、晶体管之间的失配，会导致输出基准电压随温度产生较大的变化，因此需要对基准电压进行温度补偿。根据采用的带隙基准电路结构的不同，可以采用不同的补偿方法，如电阻修调补偿法[3～4]、IPTAT2补偿法[5～8]、指数补偿法[9～13]、分段线性补偿法[14～17]等。在FPGA 这种超大规模电路设计中，基于互联逻辑高度可访问的优点，在带隙基准电路的设计中，常采用电阻修调补偿法，通过设置多个修调（trimming）开关，对基准电压进行修调，以确保每块芯片的电源的可靠性，提高芯片的良率。然而随着工艺的进步和器件尺寸的减小，仅修调电阻有时也无法修正由于失配和工艺偏差造成的基准电压的误差，需要有额外的修调技术对基准电压进行修正。本文基于FPGA 的互联逻辑特性，设计了一种温漂变化趋势与基准电压相反的补偿电流产生电路，对基准电压进行补偿。通过设置多个修调开关，对补偿电流的斜率和零温漂点进行调节，以保证在不同工艺偏差下，均可以通过补偿产生高精度的基准电压。电路的具体结构及其工作原理将在下一章进行阐述。

1 高精度带隙基准电路设计

带隙基准的电路设计中，常将输出基准电压的温度系数在一定的温度范围内设计为先增大后减小，呈倒扣碗状。这能使电阻修调过程中，增大对工艺偏差的容忍度，避免因工艺偏差导致温漂过大，超出修调范围。假设能产生一路变化趋势与基准电压温漂系数相反的修调电压或者电流，如图2所示，将其注入输出基准电压中进行补偿，便可以减小输出基准电压的温度系数。

图2 基准电压温度补偿原理示意图

由式1 可知，双极型晶体管的偏置电流I可以写为：

将式(4)对温度T求导，可以得到偏置电流的温度系数为：

从式(5)可以看出，BJT 的偏置电流实际上是与绝对温 度 成 正 比（Proportional to absolute temperature，PTAT）的正温度系数电流IPTAT。假设电流不可为负值，用一路恒定的电流ICONSTANT减去IPTAT，便可以得到随温度增大不断减小的补偿电流；相反的，用IPTAT减去ICONSTANT，便可以得到随温度增大不断增大的补偿电流。最后将这两路电流进行相加，便可以得到具有与基准相反温漂趋势的补偿电流ICOMPENSATE，如图3 所示。

图3 温度补偿电路原理示意图

基于以上分析，本文提出了一种用于FPGA 的高精度带隙基准电路，其电路结构图如图4 所示，主要由带隙基准电路，增加驱动能力的输出缓冲电路（Buffer），温度补偿电流产生电路组成。带隙基准电路采用经典的Kuijk 结构，PMOS 管PM1为BJT 提供电流偏置。电阻R4有电容C1构成密勒补偿电路，提高带隙基准电路的环路稳定性。PM2镜像PM1的PTAT 电流至补偿电路中，用于产生补偿电流。电阻R2是由许多小电阻组成的修调电阻。修调选择信号作用于数据选择器（Multiplexer，MUX）上，可以初步修调带隙基准电压的温度系数，将带隙基准所产生的最小温漂系数的基准电压选出并送至缓冲电路B（BufferB）中。BufferB拥有更强的驱动能力，可以更好地驱动下一级电路。另一路修调电压经过MUX 后输送至缓冲电路BufferA中。当输入修调电压随温度变化时，PM3 的源漏电压也随之改变。但因为晶体管PM3 工作在饱和区，其输出电流变化随温度变化非常小，相较于PTAT 电流而言，可以视为基本不变的恒定电流。因此采用PM4 镜像PM3 的输出电流，输送至温度补偿电路中，作为与PTAT 电流进行加减的恒定电流。此外，由于PTAT 电流和恒定电流都会因工艺偏差而产生变化，为了使补偿电流的温漂转折点可以与基准电压的温漂转折点相同，以达到最好的温度补偿效果，BufferA的输入电压也通过修调信号和MUX 进行选择，进而产生不同幅值的恒定电流，如图4所示。恒定电流可以表示为：

图4 带隙基准电路结构示意图

其中KPn为跨导参数，VGS( t )表示经过trimming 后BufferA的输出电压。补偿电流注入电阻R9中，对BufferB输出的电压进行温度补偿，输出的基准电压可以写为：

图5 给出了温度补偿电流产生电路图。NMOS 管NM1-NM12组成多组电流镜，将IPTAT和ICONSTANT分别镜像到PMOS 电流镜组MirrorA和MirrorB中。为了满足补偿电流不为负值这一先决条件，设置了PMOS 电 流 镜 组MirrorC和MirrorD，分别补充电流镜A 和B的电流差值。将该电流差值镜像出来并相加，即可以得到补偿电流Icompensate。根据KCL，结合图5，可以写出电流镜C 的电流为：

图5 温度补偿电流产生电路图

为了达到最好的温度补偿效果，电流镜C 和D 采用多组并联可调的修调方式，将补偿电流进行不同比例的镜像，进而调整补偿电流的斜率。因此输出补偿电流ICOMPENSATE可以表示为：

其中k1 和k2 是电流镜的比例系数。综上所述，联立式(2)、式(4)～(10)，可以写出输出基准电压的表达式为：

设定n 以及电阻的阻值，并通过改变修调的码值，改变式（11）中的R2( t )，VGS( t )等各项参数的值，最终可以将输出基准电压的温漂系数修调到最小。

2 电路的仿真结果

图6 给出了不同工艺角下，输出基准电压补偿前后的温度扫描仿真结果。通过设置合适的修调码值后，在温度从-55℃变化到125℃的范围内，典型工艺角（typical PMOS and typical NMOS, tt）下，输出基准电压随温度变化范围从3.5mV 降低到1mV 左右。单个工艺角下，输出基准电压的温度变化范围不会超过1.25mV。表1给出了全工艺角下，输出基准电压的温漂系数，可以看出温漂系数不会超过6.5ppm/℃，满足高精度基准电压的性能需求。

表1 不同工艺角下，输出基准电压的温漂系数

图6

实际的芯片生产中，即使由于失配等问题使输出产生偏差，也可以通过FPGA 的互联逻辑，改变修调码值，为运算放大器、低压差线性稳压器、模数转换器等模块提供稳定、高精度的基准电压值。此外，在补偿的过程中，需要定位基准电压零温漂点的大致范围，再分别调整正负温漂系数的补偿电流的大小进行补偿，增大了芯片测试的工作量。在对工艺特性足够了解后，可以将BufferB输入电压的零温漂点设置在较低温度或者较高温度，仅需采用正温度系数或负温度系数的补偿电流进行补偿。在保证芯片良率的同时，进一步降低了芯片的测试成本。

3 总结

本文基于Kuijk 结构的带隙基准电路结构，针对FinFET 工艺下工艺偏差造成的基准电压输出偏差问题，设计了一种用于FPGA 的可调整补偿电流的高精度基准电路。结合FPGA 内部互联逻辑高度可访问的特点，采用了电阻修调的方法对输出基准电压进行初步修调，再利用温度补偿电路产生拐点和斜率可调整的补偿电流，对不同工艺脚下的输出基准电压进行精细修调。仿真结果表明，在-55℃～125℃的温度范围内，在全工艺角下，输出基准电压误差不超过1.25mV，温漂系数不超过6.5ppm/℃，可为FPGA 内部其他模块提供高精度、稳定的偏置电压。