时间码现场校准技术研究

2023-04-06沈小青李世光李大珍王志虎余清华

宇航计测技术 2023年1期

沈小青，李世光，李大珍，王超，王志虎，邱斌，余清华，夏伟

（1.中国卫星海上测控部，无锡214431；2.北京无线电计量测试研究所，北京100039）

1 引言

利用各种格式的时间码进行高精度的时间传递，可实现不同系统不同设备间的时间同步。随着时间码设备在武器系统、电力系统及航空航天等领域的广泛应用，时间码的同步精度也在不断提高，急需对其同步精度进行校准以评估其指标和性能［1］；此外，时间码设备的使用环境对时间可用性及延续性要求极高，很多场景下时码设备需长期加电连续运行，无法拆卸搬运至试验室进行计量校准，因此对时间码的现场校准是一个很急迫且现实的需求。

目前，国内外时间码设备和时间码码型类别众多，校准方法大多采用拆卸后搬运至计量实验室校准的方法，存在测试周期长、校准场地固定等问题；部分场景下采用现场计量服务，但仍存在着难以获取精确的时间参考的问题。

在此给出一种对时间码进行现场高精度校准的方法，采用北斗共视技术和驯服技术，远程获取精确的内部时间基准，解决现场校准难以获取高精度参考源的难题。时码校准装置进一步对多种时间码信号解调恢复出1PPS，通过高精度时间数字转换器测量其与内时基的时差，完成对时间码的现场校准。

2 时间码现场校准原理

时间码现场校准装置通过北斗共视接收机驯服内部铷原子钟［2］，获取高精度的内部时间基准；时间码解调模块对各钟时间码进行解调恢复出1PPS 信号和年月日时分秒时间信息；通过高精度时间间隔测量模块，得到解调1PPS 与内时基1PPS 的时差。系统原理如图1所示。

图1 时间码现场校准原理框图Fig.1 Block diagram of time code field calibration

2.1 时间码解调

时间码解调模块可以对1PPS、B（DC）码、B（AC）码、TOD、1PPS ＋TOD、PTP／NTP 等时间码信号进行解调，从而满足多种格式时间码的测量需求［3-7］。以下主要介绍B（DC）码和B（AC）码的解调。

2.1.1 B（DC）码解调

B（DC）码为脉宽调制的方波信号，帧周期为一秒，每个码元宽度为10 ms，每帧包括100 个码元［8］。码元的“准时”参考点是其脉冲前沿，帧的参考标志由一个位置识别标志和相邻的参考码元组成，其宽度为8 ms；每10 个码元有一个位置识别标志，它们均为8 ms 时宽；二进制“1”的脉冲宽度为5 ms，“0”的脉冲宽度为2 ms。每帧时间格式的帧起始是连续2 个8 ms 宽脉冲。时、分、秒均用BCD码表示，低位在前，高位在后；个位在前，十位在后。时序如图2所示。

图2 B（DC）码时序图Fig.2 Timing Diagram of B（DC）code

FPGA 通过判断输入B（DC）码信号的脉宽，将B（DC）码信号分解为帧标志位“P 码”、数据“0”和数据“1”。当判断帧标志位为帧头时，将各数据位存入相应的存储器获得秒信息、分钟信息、小时信息、天信息和年信息等，并根据帧头位置获取1PPS。B（DC）码的年信息的个位在奇数秒帧信息中，而十位在偶数秒帧信息中，因此需要一奇一偶两帧才能获取完整的年信息。

2.1.2 B（AC）码解调

为改善B（DC）码传输距离短，将B（DC）码进行调制，从而形成B（AC）码。因此B（AC）码是在B（DC）码的基础上采用了1 kHz 的正弦信号进行调制，B（AC）码波形图如图3所示。码元周期为10 ms，载波周期为1 ms，载波频率为码元的10 倍，因此一个码元对应10 个正弦波周期。在正弦波上采用幅度调制，标准的调制比为10 ∶3，常用的调制比还有2 ∶1，3 ∶1，4 ∶1，5 ∶1，6 ∶1 等。B（AC）码的正弦信号过零点与直流B 码的起始码元的脉冲信号的上升沿保持一致，过零点代表B（AC）码的码元起始点。高幅调制在前，低幅调制在后。8 个周期的高幅调制代表P 码，5 个周期的高幅调制代表逻辑“1”，2 个周期的高幅调制代表逻辑“0”。第一个周期的过零点代表该码元的起始点。

图3 B（AC）码格式示意图Fig.3 Schematic diagram of format of B（AC）code

时间码测量校准装置采用模数转换器件，将B（AC）码的正弦信号转换为FPGA 可识别的数字信号，再由FPGA 解析出码元中包含的时间信息，解调过程与B（DC）码一致。

2.2 测量不确定度来源

由图1 可知，时间码现场校准的不确定度主要取决于内部时基的最大允许误差、时差测量的最大允许误差和时间码解调的最大允许误差。其中时差测量通过专用的时间数字转换器，其时差测量的最大允许误差为±1 ns；而时码解调的最大允许误差主要取决于时间码格式；内部时基锁定于北斗共视接收机输出的1PPS，因此内时基的最大允许误差取决于接收机1PPS 的定时偏差。

3 基于北斗共视＋驯服的参考时基获取

3.1 北斗共视法获取与UTC（BIRM）时差

时间码现场校准的参考时基通过北斗定时接收机获取。对于常规定时接收机，由于受到星历误差、星钟误差和电离层／对流层传播误差等的波动，在一天内定时接收机输出的1PPS 波动约为±50 ns。

通过北斗共视获取与UTC（BIRM）时差原理如图4所示。本地共视接收机测量铷钟输出1PPS 与北斗星载原子钟的时差，远端共视接收机测量UTC（BIRM）与同一颗北斗星载原子钟的时差，通过共视时差比对网络，即可得到铷钟输出1PPS 与UTC（BIRM）的时差。利用北斗共视技术，可以有效消除星历误差、星钟误差，并能消除大部分电离层／对流层传播误差，也可大大降低内部时间基准的不确定度。

图4 北斗共视法获取与UTC（BIRM）时差原理框图Fig.4 Block diagram of time difference measurement relative to UTC（BIRM）based on Beidou common view method

3.2 基于共视时差补偿的铷钟驯服

时间码现场校准以铷原子钟输出信号作为参考时间信号。自由运行的铷原子钟由于自身的准确度和漂移，只能作为二级频标，且其输出的1PPS具有随机相位，因此必须对铷钟进行驯服［9-12］。

常规驯服以定时接收机的1PPS 为参考，由于受导航卫星星钟星历误差和大气传播误差影响，导航接收机的1PPS日波动较大，驯服锁定后的铷钟准确度和1PPS 相位也跟随接收机波动。其次，接收机还存在固有的接收机时延问题，未校准时会引入较大的定时偏差。

铷钟驯服原理框图如图5所示。基于北斗共视比对获取的本地1PPS 与UTC（BIRM）时差，可对接收机1PPS 的相位误差进行补偿，从而有效消除卫星误差和大气传播误差的影响。利用卡尔曼滤波技术对时差补偿后的数据进行滤波，通过比例积分控制算法产生原子钟控制调整量，对原子钟进行频率调整，使得原子钟的输出频率锁定在外部时间源的1PPS 信号上。

图5 基于共视时差补偿的铷钟驯服原理框图Fig.5 Block diagram of disciplined rubidium clock based on Beidou common view time difference compensation

基于共视时差补偿后的驯服铷钟，输出1PPS的相位波动受到抑制，相位偏差得到补偿，可作为现场校准的时间参考源。

3.3 实验分析

3.3.1 常规驯服模式

设置铷钟为常规驯服模式，即关闭北斗共视比对时差的补偿功能，但仍通过共视比对链路对驯服铷钟输出的1PPS 进行时差比对。未用共视时差补偿的24 h 驯服比对结果如图6所示。

图6 常规驯服铷钟的时差比对结果图Fig.6 Result of time difference comparision from conventional disciplined rubidium clock

图6 中，相邻两个比对结果间隔16 min，即每16 min进行一次时差比对，分析24 h 的比对结果，最大偏差为-22 ns，最小偏差为-62 ns，均值为-37 ns。

3.3.2 基于北斗共视时差补偿的驯服模式

设置铷钟为北斗共视时差补偿驯服模式，即打开北斗共视比对时差的补偿功能，同时通过共视比对链路对驯服铷钟输出的1PPS 进行时差比对。基于共视时差补偿的24 h 驯服比对结果如图7所示。

图7 共视补偿后的驯服铷钟时差比对结果图Fig.7 Result of time difference comparision from disciplined rubidium clock based on Beidou common view compensation

图7 中，相邻两个比对结果间隔16 min，即每16 min 进行一次时差比对，分析24 h 的比对结果，最大偏差为10 ns，最小偏差为-9 ns，均值为2 ns。

3.3.3 数据分析

对两种方法的结果进行比对分析，数据比对如表1所示。实验中的北斗共视比对链路已经过校准，共视链路比对不确定度优于3 ns。

表1 两种方法的结果比对Tab.1 Results comparision of the two methods（单位：ns）

由表1 可见，常规驯服模式的时差峰峰值为40 ns，均值为-37 ns。而基于北斗共视时差补偿的驯服模式时差峰峰值为19 ns，均值为2 ns。采用共视时差补偿后的结果，时差波动即峰峰值相对于补偿前缩小了1 倍；且基于共视比对时差可有效补偿接收机的内部时延，因此均值也从-37 ns 提升到了2 ns。

可见，采用共视时差补偿后的内部时基1PPS相对于UTC（BIRM）的定时偏差不超过10 ns，该值对时间码的现场校准具有十分重要的意义，影响最终的时码测量不确定评估。

4 测量不确定度评估

4.1 1PPS 信号测量不确定度

1PPS 信号测量不确定度主要来源于设备内部时基1PPS 定时偏差的最大允许误差和TDC 时差测量的最大允许误差，如表2所示。

表2 1PPS 信号测量不确定度Tab.2 Uncertainty of 1PPS measurement

通过北斗共视时差比对校准，设备内部时基1PPS（含天线及接收机）的最大允许误差为±10 ns，按均匀分布，包含因子为，则设备内部时基1PPS 引入的不确定度分量u1为5.8 ns。TDC时差测量最大允许误差为±1 ns［13］，按均匀分布，包含因子为，则TDC 时间测量最大允许误差引入的不确定度分量u2为0.6 ns。重复性引入的分量uA为0.1 ns。以上影响分量相互独立不相干，因此，1PPS 信号测量的合成标准不确定度的计算公式为［14-16］：

经分析，1PPS 信号测量的扩展不确定度为11.6 ns，k＝2。

4.2 B（DC）码测量不确定度

B（DC）码信号测量不确定度主要来源于设备内部时基1PPS 定时偏差的最大允许误差、TDC 时差测量的最大允许误差和B（DC）码解调的最大允许误差。

B（DC）码解调模块由FPGA 实现，设备FPGA工作时钟为100 MHz，因此B（DC）码解调的最大允许误差为±10 ns，按均匀分布，分布因子为，则B（DC）码解调引入的不确定度分量为5.8 ns。其他各项的不确定分析与1PPS 信号类似，且各影响分量相互独立不相干，合成标准不确定度参考式（1）计算。

表3 B（DC）码测量不确定度Tab.3 Uncertainty of B（DC）measurement

经分析，B（DC）码测量的扩展不确定度为16.4 ns，k＝2。

4.3 B（AC）码测量不确定度

B（AC）码信号测量不确定度主要来源于设备内部时基1PPS 定时偏差的最大允许误差、TDC 时差测量的最大允许误差、ADC 采样的最大允许误差和B（AC）码解调的最大允许误差。

表4 B（AC）码测量不确定度Tab.4 Uncertainty of B（AC）measurement

ADC 采样时钟使用1 MHz 时钟，因此ADC 采样的最大允许误差为±1 μs，按均匀分布，分布因子为，则ADC 采样引入的不确定度分量为580 ns。B（AC）码解调模块由FPGA 实现，设备FPGA 工作时钟为100 MHz，因此B（AC）码解调的最大允许误差为±10 ns，按均匀分布，分布因子为，则B（AC）码解调引入的不确定度分量为5.8 ns。其他各项的不确定分析与1PPS 信号类似，且各影响分量相互独立不相干，合成标准不确定度参考式（1）计算。

经分析，B（AC）码测量的扩展不确定度为1.2 μs，k＝2。