集成故障阻断能力的DC/DC自耦变换器

2023-02-10邓伟成许建中

浙江电力 2023年1期

陆翌，王凤，邓伟成，陈骞，许建中，裘鹏

（1.国网浙江省电力有限公司电力科学研究院，杭州 310014；2.新能源电力系统国家重点实验室（华北电力大学），北京 102206）

0 引言

随着“双碳”目标的提出，为加快能源转型，实现绿色低碳发展，需全面推进风电、太阳能等可再生能源的大规模开发，提高电网对高比例清洁能源的消纳和调控能力［1-3］，构建清洁低碳、安全有效的新型电力系统。可再生能源的利用存在电力变换环节多、供电效率低等问题，多电压等级的互联是解决这类问题的有效途径。高压大容量DC/DC变换器作为多电压等级直流系统互联的关键设备，能够实现直流电压变换、系统潮流控制和故障限流等功能［4-6］，还能缓解由多个电力电子设备引起的系统谐振等问题，提高系统的安全稳定性。

高压直流系统具有“低惯量、弱阻尼”特性，对故障电流的耐受能力较低。由于DC/DC变换器连接着不同电压等级的直流电网，直流线路故障会对其造成很大的冲击，故DC/DC变换器的故障保护要求较高。目前高压直流电网中采用的高压直流断路器多为混合式直流断路器，所用器件数目较多，成本与换流站接近［7-8］，制约了其大规模推广和应用。使高压大容量DC/DC变换器能够阻断直流故障，集成直流断路器的功能，将在很大程度上降低建设成本，推动直流电网的快速发展。

目前，国内外学者相继提出了多种集成故障阻断能力的DC/DC变换器拓扑。根据中间是否采用交流变压器，这些拓扑可分为隔离型与非隔离型［9］。隔离型DC/DC 变换器因中间交流变压器的存在，具备自然的故障隔离功能。非隔离型DC/DC变换器两侧存在直接的电气联系，其故障阻断过程相对较复杂。文献［10-11］提出的T 型变换器、文献［12］提出的分压式变换器及文献［13］提出的直流斩波型变换器，均利用全桥型子模块形成与非故障侧极性相反的电压，通过给子模块充电来抑制故障电流的上升，这种方法增加了器件数目，在经济性方面不具备明显优势。文献［14-15］采用可控的电力电子器件作为换流开关，实现了直流故障的阻断，但断流时需承受很大的过电压，对器件要求较高且故障清除速度较慢。文献［16-17］提出了基于半全混合型MMC（模块化多电平换流器）的DC/DC 自耦式变换器，可实现无闭锁穿越直流故障的功能，但所用器件较多，成本相对较高。

本文提出DCFB-AUTO DC/DC（一种新型集成故障阻断能力的DC/DC）自耦变换器拓扑，考虑功率双向流动，分析DC/DC变换器两侧分别发生直流双极短路后不同的故障响应，设计相应的故障隔离策略，实现双向阻断直流故障功能，并在PSCAD/EMTDC 仿真平台上进行相关的仿真验证。最后，与其他类型的DC/DC自耦变换器进行对比分析，以验证所提变换器的经济性。

1 具备故障阻断能力的DC/DC自耦变换器

1.1 拓扑结构及工作模式

本文提出的DCFB-AUTO DC/DC 变换器拓扑结构如图1（a）所示，其中，SM为MMC的子模块，T1 和T2 为半桥子模块中上、下2 个IGBT（绝缘栅双极型晶体管），D1和D2为并联二极管，MMC1、MMC2、MMC3 采用串联结构形成自耦变换器，Ed1和Ed2分别为低压侧与高压侧直流电压，idc1和idc2分别为流经低压侧与高压侧直流线路上的电流，i1、i2、i3为各MMC 交流侧电流，ima、imb、imc为流经MMC2上桥臂的三相电流。

图1 DCFB-AUTO DC/DC变换器拓扑及其相关支路结构Fig.1 DCFB-AUTO DC/DC converter topology and the associated branch structure

该拓扑由3 个MMC 串联构成，其中MMC2的直流端口与低压侧直流电网连接，MMC1 的正极和MMC3 的负极分别与高压侧直流电网的正端和负端相连接。高、低压侧的直流电网分别用直流电压源替代。3个MMC的交流侧经交流变压器连接至公共交流母线。每个MMC 的同一相桥臂电抗上都并联有电流转移支路，该支路由反并联的晶闸管和电阻串联而成。DC/DC自耦变换器出口直流母线上配置MOV（压敏电阻）避雷器，正、负极母线间还并联有能量吸收支路，由多个二极管和吸收电阻组成，如图1（b）所示。

该DC/DC自耦变换器拓扑有正常运行和故障隔离两种工作模式。

正常运行模式：稳态时，图1（a）拓扑中半桥子模块正常开通、关断。电流转移支路的晶闸管均关断，断流支路的UFD（快速机械开关）闭合，IGBT均导通。

故障隔离模式：图1（a）所示DCFB-AUTO DC/DC拓扑任意一侧发生直流故障。首先将与故障侧直接相连的MMC 子模块全部旁路（T1 关断，T2导通），将其余MMC闭锁。接着触发导通电流转移支路中所有的晶闸管，使桥臂电感中的电流在电流转移回路中衰减。UFD 与断流支路中的IGBT配合，故障侧断流支路中所有的IGBT闭锁后，故障电流迅速转移至能量吸收回路进行衰减，在DC/DC 变换器故障侧直流电流变为0时，断开UFD，使直流故障被完全隔离。当故障电流衰减为0时，故障被完全清除，等待下一次重启。

1.2 运行机理及控制策略

以功率正送（功率由Ed1流向Ed2）为例，低压侧的功率分为两部分传播：一部分功率通过MMC2先逆变为交流电，流经公共交流母线后分别流入MMC1 和MMC3，经过整流变为直流电；另一部分功率直接流过MMC1与MMC3。这两部分功率汇集后，通过直流母线传输到高压侧。为保证DC/DC自耦变换器的稳定运行，需要维持公共交流母线电压恒定［18］。因此，MMC2 采用定交流电压控制，MMC1和MMC3采用定功率控制。

MMC2 定交流电压的控制框图如图2 所示，其中，Udpu和Uqpu分别为公共交流母线电压d轴和q轴分量的标幺值，Idpu和Iqpu分别为公共母线交流电流d轴和q轴分量的标幺值，Udref和Uqref分别为公共交流母线电压d轴和q轴分量的给定值，Idref和Iqref分别为公共母线交流电流d轴和q轴分量的给定值，Upcc为MMC2网侧公共交流母线电压，θ为锁相角，Lpu为MMC 桥臂电感的标幺值，Md和Mq分别为d轴和q轴的调制信号。交流电压d轴和q轴分量的实际值与给定值作比较后，经过PI（比例积分）调节器输出作为内环电流d轴和q轴分量的给定。内环电流d轴和q轴分量实际值与给定值作比较后，经PI调节器得到MMC2桥臂交流电压的d轴和q轴分量。桥臂电流的d轴和q轴分量存在耦合，因此在电流内环控制器中引入耦合项，并引入公共交流母线电压分量前馈，以消除数学模型中恒定的扰动量。Upcc经过PLL（锁相环）后输出的θ作为触发逻辑的输入。

图2 MMC2定交流电压控制框图Fig.2 Control block diagram of MMC2 constant AC voltage

MMC1和MMC3均采用定有功功率控制，其控制框图如图3 所示，其中，Pm和Qm分别为实际的有功功率和无功功率，Pref和Qref分别为额定有功功率和无功功率。与定交流电压控制不同的是，外环控制采用了有功功率和无功功率实际值与给定值的差值，经PI调节器输出内环电流d轴和q轴分量。Qref设置为0，以保证公共交流母线处的无功功率为0。

图3 MMC1和MMC3定有功功率控制框图Fig.3 Control block diagram of MMC1 and MMC3 constant active power

2 DC/DC 自耦变换器直流故障分析及故障隔离策略

2.1 功率正送下低压侧直流故障响应

功率正送时，假定低压侧发生永久性双极短路故障。由于MMC2 直流出口电压降为0，子模块电容会迅速放电，以AC相为例，会形成图4中红色的电流通路，子模块的工作模式由原来正常运行下的充电变为放电。由于高压侧的电压Ed2大于MMC1与MMC3输出的直流电压之和，因此高压侧的直流电网会通过图4中蓝色的通路向低压侧馈入故障电流，子模块的工作模式由原来正常运行下的放电变为充电。

图4 功率正送下Ed1故障时的故障电流通路Fig.4 Fault current path in case of Ed1 fault under forward power feeding

2.2 功率正送下低压侧直流故障隔离策略

在低压侧发生永久性双极短路故障时，DC/DC 自耦变换器的工作方式将变为故障隔离模式，其故障隔离时序如图5所示。

图5 功率正送下Ed1故障隔离时序Fig.5 Sequence of Ed1 fault isolation under forward power feeding

在t0时刻发生直流故障，低压侧直流电压降为0，短路电流迅速上升，经过Δt1（一般为1～2 ms）检测到故障；经过Δt2的延迟，将MMC2中的子模块旁路，为避免高压侧线路出现较大的故障电流，需闭锁MMC1 与MMC3 中所有子模块；经Δt3的延迟，触发所有MMC 电流转移支路中晶闸管的触发脉冲，使桥臂电感中的电流在电流转移回路中衰减；经Δt4的延迟，闭锁低压侧正、负极直流母线上断流支路的IGBT 组；经Δt5（一般为2 ms）的延迟，断开UFD，此时完全切除了故障线路；经Δt6的延迟，撤掉晶闸管的触发脉冲，能量吸收支路的短路电流也衰减为0。

2.3 功率正送下高压侧直流故障响应

功率正送时，假定高压侧发生永久性双极短路故障。由于高压侧直流电压变为0，MMC1 和MMC3 子模块电容会迅速放电，以单相为例，其放电通路如图6中红色回路所示。另外，低压侧也会通过该回路向故障侧馈入电流。由于MMC2 直流侧电压不变，在相应的控制作用下，MMC2 桥臂电流不会增加，故障电流不会流经MMC2。以AC相为例，电流通路如图6中橙色回路所示，子模块的工作状态不变，仍然为充电模式。

图6 功率正送下Ed2故障时的故障电流通路Fig.6 Fault current path in case of Ed2 fault under forward power feeding

2.4 功率正送下高压侧直流故障隔离策略

在DC/DC自耦变换器高压侧发生永久性双极短路故障时，其故障隔离时序如图7所示。与低压侧故障隔离时序不同的是，在高压侧发生故障时，故障电流只流经MMC1与MMC3，因此MMC1和MMC3 的子模块需旁路，MMC2 中的子模块需闭锁。随后触发所有MMC 电流转移支路中晶闸管的触发脉冲。闭锁高压侧正、负极直流母线上断流支路的IGBT 组后，断开UFD，然后撤掉MMC1和MMC3电流转移支路中晶闸管的触发脉冲。在短路电流衰减为0后，故障被完全清除，为后面的重启做好准备。

图7 功率正送下Ed2故障隔离时序Fig.7 Sequence of Ed2 fault isolation under forward power feeding

2.5 功率反送下直流故障分析及故障隔离策略

当功率反送时（功率由Ed2流向Ed1），在稳态运行工况下，MMC1和MMC3子模块电容为充电模式，MMC2 为放电模式。当低压侧发生永久性双极短路故障，所有MMC 子模块电容的工作模式保持不变，故障电流通路与功率正送时相同。当高压侧发生永久性双极短路故障，MMC1 和MMC3 子模块电容迅速放电，子模块电容的工作模式将在极短的时间内由充电模式转变为放电模式；而MMC2 由于直流电压不变，在相应的控制作用下，故障电流不会流经MMC2；因此，高压侧短路故障下的故障通路与功率正送时相同。

综上所述，在功率反送时，无论是哪一侧发生故障，故障电流通路均与功率正送时相同，因此对应的故障隔离策略也相同。

3 DCFB-AUTO DC/DC 变换器保护参数设计

DCFB-AUTO DC/DC 变换器故障隔离保护包括电流转移支路、断流支路和能量吸收支路三部分。在断流支路UFD完全断开后，桥臂电感中的电流会在电流转移支路中衰减，形成LR衰减回路，如图8所示，其中，Larm为上、下桥臂电感之和，Rd为桥臂电流转移支路中的衰减电阻（用于加快桥臂电感的衰减速度）。在该衰减回路中，衰减常数τ1的表达式见式（1）。桥臂电流衰减为0 的时间通常为衰减常数的5 倍［19］。设电流在t=td之前衰减为0，则该回路中的电阻取值范围见式（2）。

图8 电流转移回路的等效电路Fig.8 Equivalent circuit of current transfer loop

式中：τ1为衰减常数；td为电流转移支路中电流衰减为0所需的时间。

对于断流支路，断流开关承受电压的最大值决定了断流支路所需IGBT的个数，也决定了断流支路的成本。IGBT的个数需根据断流支路闭锁时的过电压来计算，并保留一定的电压裕度。对于能量吸收支路，在断流支路闭锁IGBT组后，短路电流会转移至能量吸收支路，形成如图9所示的闭合回路，其中LL和RL分别为直流故障线路的等效电感和等效电阻，RS为吸收电阻。与电流转移支路类似，能量吸收回路也为LR衰减回路。电流衰减常数见式（3），吸收电阻的大小应满足式（4）的要求。由式（4）可知，吸收电阻的大小与线路长度有关，故障点距DC/DC变换器出口越远，线路越长。为保证可靠性，RS需按照线路的最大长度来设计。

图9 能量吸收回路Fig.9 Energy absorption circuit

式中：τ2为衰减常数；tS为能量吸收回路中电流衰减为0所需的时间。

4 仿真验证

4.1 仿真模型

为验证所提新型DCFB-AUTO DC/DC 变换器的故障隔离功能，本文在PSCAD/EMTDC环境中搭建如图1所示的模型，系统参数如表1所示。

表1 DCFB-AUTO DC/DC变换器相关参数Table 1 Related parameters of DCFB-AUTO DC/DC converter

4.2 功率正送下永久性双极短路故障隔离仿真验证

本文建立的模型中，两侧直流输电线路的最大长度均为50 km，直流故障点设置在DC/DC 变换器出口10 km 处，故障类型设置为直流线路永久性双极短路。

图10 为功率正送下低压侧双极短路故障仿真波形。t=3 s时，低压侧发生永久性直流双极短路故障，MMC2 的子模块迅速放电，如图10（a）所示。高压侧直流电网通过MMC1和MMC3向故障侧馈入故障电流，子模块由原来的放电模式转变为充电模式，充电电流较大，如图10（b）所示。经Δt1=1 ms，检测到故障，故障隔离模式启动，经Δt2=200 μs，在3.001 2 s 时将MMC2 旁路，闭锁MMC1 和MMC3。闭锁MMC1 和MMC3 后，高压侧直流电网只能通过二极管与短路处构成回路，此时MMC1和MMC3的电容全部投入充电，该回路中MMC1 和MMC3 输出的直流电压之和大于Ed2，因此故障电流不会继续增加，此时桥臂电流达到最大值。经Δt3=300 μs，在3.001 5 s 时触发所有MMC 电流转移支路的晶闸管，桥臂电感中的电流开始转移。经Δt4=200 μs，在3.001 7 s 时闭锁低压侧断流支路的IGBT，随后桥臂电感中的电流完全转移至电流转移回路进行衰减，如图10（c）和图10（d）所示。图10（e）为低压侧断流支路电流的波形，在断流支路的IGBT闭锁后，其电流迅速变为0，最大电流为1.79 kA＜6 kA，最大故障电流上升率为1.97 kA/ms≪3.2 kA/ms［20］，符合工程要求。经Δt5=2 ms，在3.004 2 s 时UFD 打开，故障被完全隔离。经Δt6=300 μs，在3.004 5 s 时撤掉电流转移支路的触发脉冲，直流故障彻底清除。图10（f）和图10（g）分别为能量吸收支路的电流和故障处的短路电流。在设计保护参数中的电阻时，设定短路电流衰减为0 的时间为2 ms，由于吸收电阻根据线路全长设计，短路电流衰减的时间小于2 ms，约在3.002 5 s 时短路电流减小为0。图10（h）和图10（i）分别为低压侧断流开关的电压和MMC2 电流转移支路开关的电压。在断流支路所在的回路中，MMC1和MMC3输出的直流电压与高压侧电网电压相反，因此断流支路开关的电压不会很高，最大值约为190 kV；MMC2 电流转移支路在导通时需承受的电压与桥臂电感有关，最大值约为134 kV。

图10 功率正送下低压侧故障仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of faults on low voltage sides under forward power feeding

图11 为功率正送下高压侧双极短路故障仿真波形。t=3.0 s时，高压侧发生永久性直流双极短路故障，MMC1 和MMC3 子模块的电容迅速放电，故障电流快速上升，如图11（a）和图11（b）所示。经Δt1=1 ms 检测到故障，故障隔离模式启动，经Δt2=200 μs，在3.001 2 s 时旁路MMC1 和MMC3 中所有的子模块，其桥臂电压迅速下降，闭锁MMC2。从图11（c）可看到，MMC2 在闭锁前后，桥臂电流不会出现故障电流，因而故障电流不会流经MMC2。经Δt3=300 μs，在3.001 5 s时触发所有MMC 电流转移支路的晶闸管，桥臂电感的电流会部分转移至电流转移支路，如图11（d）所示。经Δt4=200 μs，在3.001 7 s时闭锁高压侧断流支路的IGBT，高压出口直流线路的电流变为0。如图11（e）所示，在旁路MMC1与MMC3的子模块后，低压侧的直流电网会通过子模块中的二极管D2继续向故障侧馈入电流，导致故障电流继续上升，在3.001 7 s 时达到最大值。故障电流的最大值为3.57 kA，不超过6 kA，且最大故障电流上升率为1.87 kA/ms＜3.2 kA/ms［20］，符合工程要求。随后MMC1和MMC3桥臂电感中的电流会全部转移至电流转移回路中进行衰减，直流线路中的能量会转移至能量吸收支路，经吸收电阻耗散。经Δt5=2 ms，在3.004 2 s时UFD打开，故障被完全隔离，经Δt6=300 μs，在3.004 5 s 时撤掉电流转移支路的触发脉冲，直流故障彻底清除。图11（f）和图11（g）分别为能量吸收支路的电流以及故障处的短路电流，约在3.002 4 s 时短路电流已减小为0。图11（h）和图11（i）分别为断流支路开关电压和电流转移支路开关电压。在闭锁断流支路的IGBT 时，由于故障电流回路中存在低压电网，故闭锁时需承受约487 kV 的过电压。电流转移支路电压最大值约为65 kV。

图11 功率正送下高压侧故障仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of faults on high voltage sides under forward power feeding

4.3 功率反送下永久性双极短路故障隔离仿真验证

功率反送时，低压侧双极短路故障和高压侧双极短路故障仿真波形如图12和图13所示，动作时序与功率正送时完全一致。由图12 可以看出，低压侧发生短路时，故障电流在3.001 2 s 时达到最大值，流过断流支路的最大电流为4.42 kA，最大故障电流上升率为2.43 kA/ms，符合工程要求。由图13 可以看出，高压侧发生短路时，故障电流在3.001 7 s 时达到最大值，流过断流支路的电流有一个反向的过程，主要与子模块的工作模式有关。流过断流支路的最大电流为1.75 kA，最大故障电流上升率为1.75 kA/ms，符合工程要求。综合仿真结果，该种DC/DC变换器在功率反送的工况下同样具备阻断直流故障的能力。

图12 功率反送下低压侧故障仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of faults on low voltage sides under reverse power feeding

图13 功率反送下高压侧故障仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of faults on high voltage sides under reverse power feeding

5 经济性对比

为更好地说明该种新型拓扑的经济性，本文将该变换器与其他两种典型的具备故障隔离功能的DC/DC自耦变换器进行对比，一种是采用直流断路器的DC/DC自耦变换器，另一种是基于半全混合型MMC 的DC/DC 自耦变换器。在直流系统参数相同的情况下，假定这3种DC/DC 自耦变换器使用的器件型号相同，经济性差别主要体现在器件数目上。

本文的模型配置中采用由ABB 公司制造的5NSA3000K452300 型IGBT 元件，额定电压4.5 kV，额定电流3 kA，考虑一定的电压裕度，安全承压为2.25 kV；晶闸管型号为T660N，额定电压2.6 kV；二极管型号为D2601N90T，额定电压9 kV，设定电压4.5 kV。由图1 可知，该拓扑高、低压侧均需配置电流转移支路、断流支路和能量转移支路。因该拓扑具备双向阻断故障的能力，故在附加支路的器件配置上需考虑功率正、反送下的不同工况。

新型DCFB-AUTO DC/DC 变换器中MMC子模块的数目需根据高、低压侧直流电压以及半桥子模块中IGBT的安全承压来设计，根据子模块数目可计算出相应的器件数目。对于电流转移支路，比较仿真结果中4种工况下电流转移支路的过电压，高压侧最大值约为65 kV，低压侧最大值约为365 kV；考虑1.5倍的安全裕度，根据晶闸管的额定电压可计算出电流转移支路所需配置的晶闸管数目。对于断流支路，比较4种工况下的仿真结果，高压侧和低压侧断流开关的最大电压分别为487 kV 和260 kV；考虑1.5 倍的安全裕度，根据IGBT的安全承压可计算出需配置的IGBT和二极管数目。对于能量吸收支路，二极管的配置数目需根据额定直流电压来计算。

对于利用直流断路器实现故障隔离的DC/DC自耦变换器，通常采用具备更快关断速度和更小通态损耗的电阻过零型混合式直流断路器［8，21-22］。该种直流断路器需配置在DC/DC自耦变换器两侧的正、负极母线上，主要由全桥子模块SM串联的主支路、子模块SM1 串联的转移支路、耗能支路三部分并联而成，其拓扑结构如图14所示。

图14 电阻过零型混合式直流断路器拓扑Fig.14 Topologies of the resistance zero-crossing hybrid DC circuit breaker

直流断路器在开断故障电流时，所能承受的最大过电压通常设定为额定直流电压的1.5 倍［23-25］。根据直流断路器所能承受的最大过电压以及断路器主支路和转移支路中IGBT的安全承压，可分别计算出子模块SM 和SM1 的个数，继而计算出直流断路器中各个器件的数目。MMC中的半桥子模块数目和半桥子模块对应的器件数目，均与本文所提的新型拓扑中的相同。

基于半全混合型MMC 的DC/DC 自耦变换器采用文献［17］提到的设计原理。各MMC 的子模块数目与新型拓扑中的相同。全桥子模块数目需依据两侧的故障特性设定。当高压侧故障时，需要MMC1和MMC3中的全桥子模块负投入，其输出的电压大小需与低压侧直流电压相匹配，使故障电流回路中的电流减小为0。当低压侧故障时，故障电流主要来自于MMC2 的子模块电容，为实现故障穿越，MMC2 中全桥子模块的占比为50%。根据各MMC 中全桥与半桥子模块数目，可计算出相应的器件数目。

在直流系统参数相同的情况下，对比3 种DC/DC自耦变换器的经济性，结果如表2所示。

表2 不同DC/DC自耦变换器拓扑经济性对比Table 2 Economy comparison of the different DC/DC autotransformer topologies

由表2 可知：DCFB-AUTO DC/DC 变换器配置的IGBT 数目少于其他两种变换器，相差3 000个以上；需要一定数量的晶闸管，但所需晶闸管数目远低于所差的IGBT数目；所需的二极管数目少；额外增加的电阻比较廉价。IGBT造价较高，因此与其他两种变换器相比，本文提出的DCFB-AUTO DC/DC变换器的经济性较好。