一种基于电磁耦合馈电结构的双极化微带天线设计

李希媛，郝晓云，蒋海涛，贺晓萌，杨沛卓，宋立众

（1.中国空间技术研究院 钱学森空间技术实验室，北京 100081；2.山东航天电子技术研究所，山东 烟台 264000；3.哈尔滨工业大学（威海）信息科学与工程学院，山东 威海 264209）

0 引言

随着电子信息技术的飞速发展，人们对电磁信号的利用越来越深入和广泛。电磁波的极化信息已获得大量关注和研究，双极化天线是发射和感知电磁波极化信息的无线电装置，其性能是极化敏感电子系统的关键技术之一[1-3]。

为了更精确地感知电磁信号的极化信息，通常要求双极化天线具有较低的交叉极化电平和良好的极化端口隔离度。对于双极化天线阵列，例如，双极化相控阵天线，通常要求天线单元具有宽波束和近似对称的方向图[3-7]。双极化天线类型众多，例如：双极化反射面天线、双极化振子天线、双极化缝隙天线等，而双极化微带天线由于其低成本、设计灵活、性能优良而被大量研究和应用[8-12]。双极化微带天线的馈电方式有同轴线底馈、微带线侧馈和电磁耦合等多种方式；在同频双极化工作模式下，天线对极化端口的隔离度也极为关注，馈电方式是限制极化端口隔离度的重要因素之一。通常，双极化贴片为方形结构，两个极化端口采用相同的馈电方式，以保证端口的对称性。在各种微带天线的馈电中，电磁耦合馈电具有较宽的工作频带，因而多用在宽带微带天线设计中[13-16]。两个极化端口如果采用同样的电磁耦合馈电结构，往往容易发生较大的模式耦合，造成隔离度的下降。

因此，本文提出了一种非对称结构的双极化电磁耦合馈电方式，采用多层介质极板和电磁耦合方式实现两个端口的隔离度的改善，同时保证双极化天线的辐射性能，电磁仿真结果表明所提出的天线方案具有可行性。

1 双极化电磁耦合馈电微带天线的结构

本文提出的双极化微带天线的结构示意图如图1a）所示，可见，天线由三层介质极板和一层金属反射板构成，所有介质基板都选择FR-4板材，从顶部到底部的三层介质基板的厚度分别为h2，h0和h1，单位为毫米，两个同轴线端口从金属反射板的底部输出，便于连接后面的设备，形成天线阵列。双极化微带天线介质基板和金属反射板的间距为中心工作波长的1 4左右。辐射贴片位于中间层介质基板的上方，对于双极化微带天线，辐射贴片采用方形结构，对于矩形贴片，其结构尺寸一般可由下式得到：

图1 双极化微带天线的结构模型图

式中：w为辐射贴片的物理宽度；f为中心频率；c为光速；L为辐射贴片的物理长度；εe为有效介电常数，其大小为：

图1b）为双极化微带天线的尺寸参数定义，为了更为清晰地展示馈电结构，图1c）给出了底层介质基板的后视图。微带贴片的边长为w_patch。此处，定义端口1为缝隙激励的端口，电磁耦合缝隙由微带线激励，微带线终端采用同轴线垂直互连的方式，将微带线转换成同轴线，从地板底部输出；在馈电微带线和激励缝隙交叉的位置处，微带线的宽度为n1，而连接同轴线内导体处的微带线宽度为n2，在这两个不同宽度的微带线之间引入直线渐变的微带线结构，实现宽带的阻抗匹配；在馈电微带线的另一端引入一个扇形枝节，改善阻抗匹配性能，扇形枝节的半径为r_fan。激励缝隙为一个矩形窄缝，缝隙中心与微带贴片的中心相距pos_slot，缝隙的长度和宽度分别为L_slot和w_slot，采用槽线对窄缝隙进行激励，槽线再与馈电微带线电磁耦合激励，槽线的宽度为g1，在槽线的终端设置一个圆形的谐振腔调节阻抗，实现谐振，圆形谐振腔的直径为D_SL。端口2为电磁耦合振子馈电，印刷振子位于辐射贴片的上方，二者之间的距离为最上面的介质基板的厚度，即为h2，耦合振子的宽度为w1，其超过辐射贴片边缘的长度为Lc，端口1的馈电电磁耦合振子的另一端也为微带线的终端，该终端与馈电的同轴线内导体连接，实现微带线到同轴线的转换，端口1的输出也为与天线口面垂直的底部输出的方式；在电磁耦合振子的耦合部分和终端部分之间也采用直线渐变线互连。

综上可以看出，本天线的两个极化端口虽然都采用了电磁耦合馈电方式，但是馈电结构是不同的，馈电部分和辐射贴片位于不同的介质层上，减少了馈电端口之间的电磁耦合，实现了良好的电磁隔离，是一种非对称的双极化微带天线激励方式，同时，由于两个极化端口隔离度较高，因此，也为本文设计提供了有利条件。

2 双极化电磁耦合馈电微带天线的电磁仿真和优化结果

根据前面讨论的双极化电磁耦合馈电天线的原理，设计了一种工作于10 GHz的天线结构，采用电磁仿真软件对设计的天线进行仿真优化。根据优化结果，选择的参数为：D_SL=1.5 mm，h0=h2=0.5 mm，h2=0.508 mm，Lc=0.5 mm，L_patch=5.8 mm，g1=0.3 mm，L_slot=4.5 mm，n1=0.3 mm，pos_slot=2.5 mm，s1=2 mm，w1=0.6 mm，w_slot=0.25 mm。

本文设计的双极化电磁耦合馈电天线的电压驻波比（VSWR）的仿真结果如图2所示，可以看出，在9.85 GHz和10.15 GHz频率范围内，天线的VSWR均小于2，两个极化端口在中心频点处的VSWR分别约为1.71和1.23，实现了工作频率范围的良好谐振。两个极化端口的隔离度仿真结果如图2c）所示，可见，在整个工作频率范围内，端口隔离度大于26 dB。

图2 双极化电磁耦合馈电天线的VSWR和隔离度仿真结果

本文设计的双极化电磁耦合馈电天线在中心工作频点处的表面电流分布如图3所示，两个极化端口分别激励时的表面电流分布分别如图3a）和图3b）所示，可以看出，两个极化端口的电流分布是正交的，可激励出正交的远区辐射场。两个极化端口分别激励时的电场能量分布如图4a）和图4b）所示，由两个极化端口的电场能量集中区域可以看出，天线处于良好的谐振状态。

图3 双极化电磁耦合馈电天线的表面电流分布

图4 双极化电磁耦合馈电天线的电场能量分布

本文设计的双极化电磁耦合馈电天线在工作频点处的辐射方向图仿真结果分别如图5和图6所示，天线指标的计算结果如表1所示。可以看出，设计的双极化天线具有近似对称的辐射方向图，主波束方向的交叉极化电平较低，验证了设计的可行性。

图5 端口1的辐射方向图仿真结果

图6 端口2的辐射方向图仿真结果

表1 天线指标的计算结果

3 结构参数对电磁耦合馈电微带天线的性能影响分析

在本文的双极化微带天线的设计中，馈电结构及参数对天线的阻抗和端口隔离起着重要作用。为此，采用仿真的方法，观察参数D_SL，L_slot，w_slot，s1，r_fan对端口1的回波损耗和端口隔离度的影响，观察参数Lc和w1对端口2的回波损耗和端口隔离度的影响，仿真结果分别如图7和图8所示。

图7 端口1的回波损耗和隔离度随参数的变化规律

图8 端口2的回波损耗和隔离度随参数的变化规律

可以看出，在谐振点附近，对于端口1，随着D_SL的增加，匹配效果变好，隔离度变差；随着L_slot和w_slot的增加，匹配效果变好，隔离度变化不大；随着s1的增加，谐振频率向着低频处略微移动，隔离度增加；随着r_fan的增加，匹配效果变好，隔离度降低；对于端口2，随着Lc的增加，谐振频率随之升高，隔离度变化不大；端口匹配和隔离度随着w1的变化，没有发生明显的改变。

4 结论

本文设计了一种叠层结构的双极化微带天线。为了提高天线的极化端口隔离度和降低交叉极化电平，对于两个极化端口采用不同类型的电磁耦合馈电结构，馈电结构分别位于微带辐射贴片不同的介质层上，在实现对辐射微带贴片激励互相正交的辐射模式的基础上，有效提高两个极化端口之间的隔离度，辐射模式耦合减小，辐射场的交叉电平下降。设计和仿真了一种工作于10 GHz的电磁耦合馈电双极化微带天线，结果表明，设计的双极化天线的极化端口隔离度和交叉极电平得到改善，同时，天线的辐射方向图具有近似对称的形状，有利于组成双极化阵列，也可用于双极化相控阵天线中。本文的研究成果可为工程应用提供一条技术途径。