一种高PSRR快速响应线性电源调制器的电路设计

何泓威，罗凯，王菡，廖鹏飞，蒲林

（中国电子科技集团公司第二十四研究所，重庆 400060）

引言

随着半导体工艺技术的发展，低压差线性稳压器由于自身在低功耗、高稳定性方面的特点，越来越广泛地在集成电路中所使用。现代集成电路需要使用更低的电源电压，这就要求电源具有高精度、高电源抑制比和快速响应的特点[1-5]。

本文综合采用多种设计技术，设计实现了一款高PSRR、快速响应的线性电源调制器电路，能满足市场对于高电源抑制比、高响应速度的要求。

1 整体电路结构

电路采用传统LDO电路结构（图1），由电压基准、误差放大器、输出功率管等构成，同时增加了使能通断、过温和过流保护电路。其主要工作原理为：在使能端为高电平时，电压基准电路用于在输出端与误差放大器反相端间产生一个随温度、电压、工艺变化不敏感的1.2 V带隙基准电压，输出电压VOUT的变化经外部分压电阻网络反馈至误差放大器同相输入端，经误差放大器放大后调整功率管LPNP管电流，从而抑制输出VOUT的变化，整个调整环路为负反馈。热保护电路在电路温度高于温度保护点时，通过关断功率管LPNP实现电路保护功能；过流保护电路在输出电流大于过流点时关断功率管LPNP实现电路保护功能。

图1 电路结构

2 单元电路设计

2.1 使能与偏置电路

使能电路设计如图2，由Q1～Q7和R1、R2组成。当输入使能信号小于PNP管Q1的开启电压VBE时，Q1将处于关断状态，因此全电路无电流产生。只有当输入使能信号大于VBE时，使能支路产生电流，其大小为：

图2 使能，偏置电路

该使能电流通过Q1和Q2组成的电流镜结构，向支路NPN管Q3和Q4基级注入电流，从而启动偏置电流产生电路。设该偏置电流大小为IBIAS，有：

Q27和Q31、Q29和Q28各自位于同一支路，因此集电极电流IC4=IC7，IC3=IC6。设置Q6（m=3）和Q3（m=6）发射极面积比为1∶2，设置Q4（m=3）和Q7（m=6）发射极面积比为1∶2，根据饱和电流关系，有：

从式（4）可知，偏置电流大小只与电阻R2成反比，与使能电流IEN，电源电压等无关，由于VT为正温度系数电压，因此偏置电流为正温度系数电流，不随电源和使能输入变化，可作为稳定的偏置电路。

2.2 带隙基准和误差放大器设计

带隙基准电路采用二阶温度补偿结构，如图3所示，基准核电路由Q13～Q17、R8和R9组成。

图3 带隙基准和误差放大器电路

Q16与Q17的发射极面积比为8∶1，由于Q14、Q15组成的电流镜结构，确保了Q16和Q17中集电极电流相等，因此Q16和Q17发射极电流密度比为8∶1，二者基极——发射极电压差为：

该电压为PTAT电压，经过电阻R9及其上面的电阻放大后，从VOUT到Q16基极的电压，也是一个PTAT电压，与下方BYP端相连的LPNP管Q13的BE结CTAT（负温度系数）电压补偿后，得到一阶零温度系数的电压VBG，为：

由式（6）可知，调整R8与R9比例，使得VT正温度系数与VBE13负温度系数相等，即可得到稳定的带隙基准电压。

考虑到在高温下VT与VBE变化速率的不同，在高温时，VBE13降低速率更快，使得基准电压在高温下有所降低。为了得到更低温漂的带隙基准电压，对Q13的基极——射极电压进行了二阶温度补偿，其原理是：在低温时，由于Q10的基极——射极电压低于其开启阈值，则Q10关断，对Q13无影响。当温度升高时，由于三极管VBE为负温度系数电压，其基极-射极电压高于开启阈值后，Q10开启，电流经下方电阻后提高Q13的发射极电位，使得升高VBE13，从而降低基准温漂。如果温度进一步升高，则Q11将开启，进一步增加VBE13电压，使得基准温漂较为平衡。

误差放大器电路由两级运放组成，输入级为差分输入，由Q14～Q19组成，第二级由Q20和Q22组成。其工作原理是，利用PTAT电流落在R9上产生的压降作为变量，当负载增加时，由于输出电压被拉低，经负反馈回路使得落在R9上的压差减小，从而降低了Q17基极电位，导致Q20基极电位升高，Q21的基极电压降低。Q21与下方的射极电阻R11构成电平移位结构，Q23集电极VCONTROL端电位升高，该端口控制后续达林顿管的基极，使得达林顿管开度增加，从而拉低输出LPNP功率管的基极电位，提高功率管的开度，实现输出的升高。

该误差放大器直接利用输出电压变化反馈到基准模块电阻上压降的变化，经过两级放大后，调整驱动达林顿管的基极电流，从而改变输出功率管的基极电流，改变输出电压。相较于一般LDO的误差放大器结构而言，响应速度更快，反馈时间更短。同时，电路采用输出反馈而来的电压作为电源电压，减小了因输入电压产生的噪声波动，增强了电路的抗干扰能力，有效提高了PSRR。

2.3 过流保护电路设计

过流保护电路（图4）由达林顿驱动级Q30、Q33以及Q32、R18、R17、Q31等组成，其工作原理为：当输出电流增加时，输出电压通过反馈网络及误差放大器调节Q30及Q33电流增加，从而使得R18电阻上压降增加，Q31基极电压由下式决定：

图4 过流保护电路

过流前Q31管不导通，Q31基极电流忽略，因此Q31基极电压为：

随着输出电流增加，R18电阻上压降增加，同时ICQ32电流也会增加，ICQ32电流由R16及R17决定，只要设计合理的R16、R17和R18，就会在输出电流增加到一定值时使得上式中大于Q31管开启电压，使得误差放大器输出启动电流由Q31分流，关断功率管驱动级，实现过流保护的功能。由于Q31管开启电压约为Q32基极——发射极电压，因此只要满足:

即在过流点设计满足下式就要求即可。

2.4 过温保护电路设计

如图5，R13和R14、Q24～Q28构成过温保护电路，其中Q24、Q25和Q26为从偏置电流镜像过来的PTAT电流。当温度较低时，落在R13上的压降较小，使得Q27管基极——射极电压低于开启阈值，Q27关闭，因此Q28基极为高电位，Q28管开启，则VTEMP端电位为低电平，将图3中Q9的基极电位置低，因此Q9管关闭，对主回路不产生影响。此时，R13支路的部分电流沿着R14支路经Q28流到地，提高了过温保护开启阈值；当温度升高到过温点时，PTAT电流落在R13上的压降升高，且Q27的电压降低，使得Q27管导通，从而拉低Q28管的基极电压，Q28关闭，使得Q9基极电压升高且大于VBE，则Q9开启，将主干路上的电流泄放，使得输出功率管关闭。此时R14支路电流流进R13支路，降低了过温保护关断阈值。R14支路在此处起到温度迟滞作用，使控制更加稳定，并且能加快电路的转换速率。过温点调控由电阻R13、R14进行，由于NPN管的随温度下降速率约为2mV/℃，可以在对应过温点调整R13、R14的阻值，从而使得压降大于Q27管的开启电压，使过温保护电路启动。

图5 过温保护电路

3 电路仿真

本文介绍的LDO电路采用高精度双极工艺进行设计。

电源抑制比是反映了LDO电路对输入电压纹波的抑制能力。电源抑制比越高，证明电路输出受电源电压波动的影响越小[5]。该电路在16 V电源电压下，进行1 Hz～1 GHz频率范围交流扫描，电源抑制比曲线如图所示。由图6可知，在三温下10 kHz频率时最差电源抑制比可以达到61.28 dB。

图6 PSRR

系统稳定性对LDO的性能具有非常重要的意义。由于LDO级数较多，相对单个运放结构而言更加复杂，并且在负载电流发生变化时其稳定性也会发生变化[1]。该LDO稳定性如图7所示，在重载条件下，电路相位裕度在-55 ℃、25 ℃和125 ℃温度下均能保持约105 °的相位裕度，所以该电路具有较好的稳定性。

图7 相位裕度

在LDO电路负载发生变化时，输出电压会随之发生一定的波动，最后恢复至原水平。输出电压的恢复时间反映了电路的响应速度。恢复越快，响应时间越短，电路越高效。由仿真结果（图8）可知，在负载电流由空载切换至100 mA重载时，输出电压响应时间约为19 us，速度较快。

图8 响应时间

3 结论

本文完成了一款高PSRR、快速响应LDO电路设计。采用二阶温度补偿，提高带隙基准电压的温度特性；将输出电压作为内部运放等模块的工作电压，提高PSRR的同时，加快了电路的响应速度；设计了过流、过温保护电路，在不同情况下能有效保障电路的安全工作。仿真结果表明：该电路具有良好的电源抑制能力和快速响应能力。