基于后向辐射抑制的低剖面圆极化环天线研究

杨玉凡，张 晓，许志泳，袁 涛

(深圳大学 电子与信息工程学院，深圳 518060)

0 引言

随着无线通信技术的快速发展，目前全球卫星导航系统(global navigation satellite system, GNSS)已被广泛用于军事和民用领域中[1-2]。由于圆极化天线具有可克服法拉第旋转效应、抗多径干扰效应强等优点，因此在导航系统中起到了至关重要的作用。同时，近年来各种移动终端设备都朝着小型化的方向发展，这对设备中导航天线设计提出了更高的要求，需要天线在保证较高性能的前提下向更小尺寸的方向发展。

对圆极化导航天线而言，前后比(front-to-back ratio，F/B)是衡量其性能的重要指标之一，提高天线的F/B可以抑制从后向入射的多径波，减轻接收器和终端设备其他射频电路的干扰等。因此，众多国内外学者在抑制天线的后向辐射上做了大量研究。

提高F/B的方法中最为著名的一类是磁电偶极子天线的设计[3-6]，该类天线的中心思想是设计一对正交摆放的电偶极子和磁偶极子，并以适当的幅度和相位激励，从而获得较高的F/B。该类天线的优点是具有较高的F/B和较宽的阻抗带宽，但其普遍的缺点是剖面高、尺寸大，不适合应用于小型化的终端设备上。而同样利用该原理的电小尺寸的惠更斯元天线[7-10]具有尺寸小、剖面低的优点，但由于其结构缺少地板，无法与终端设备中其他射频电路兼容，这将使该天线的应用场合受限。

而另一类提高F/B的方法较为巧妙，其天线结构利用了八木天线的原理。通常情况下，环天线需要保持相对较大的地板才能获得较高的F/B，而该类方法是在小地板的情况下，在地板外部放置一寄生环或是在地板内部刻蚀多个方环形缝隙形成多个环[11-16]，从而实现了较高的F/B。该天线结构中，寄生环充当了反射器，将来自辐射环的后向辐射反射至前向，从而实现了后向辐射的抑制。该类天线具有剖面低、F/B较高的优点，且具有地板，在终端设备中应用具有较大的优势，但寄生环与地板需要有一定的距离才能保持较高的F/B，故寄生环的存在使天线无法做到极致的小型化。

在上述环天线加寄生环的基础上，深入研究了寄生环抑制后向辐射的工作原理，通过观察寄生环的电流分布，掌握其工作规律，成功地减小了寄生环的尺寸，设计了一款具有更小尺寸、低剖面、较高F/B的圆极化环天线。此外，本天线还引入了4个调谐枝节，使天线得以在进一步小型化的基础上，做到天线实物的调谐功能。

1 天线设计

本文所设计的天线首先在三维电磁仿真软件ANSYS HFSS中进行建模仿真和参数优化，并对天线的后向辐射抑制原理进行深入分析。本节内容主要包括以下3个部分：(1)天线结构；(2)后向辐射抑制原理分析；(3)重要参数分析。

1.1 天线结构

图1为本文所提出的天线结构图，天线由两块印刷电路板组成，印刷电路板材料选用罗杰斯RO4003C介质板(介电常数εr=3.55，损耗角正切 tanδ=0.0027)。另外为了充分考虑表面粗糙度的影响，设计的天线在电磁仿真软件中将导体设为黄铜，设置电导率为3×107Siemens/m，铜厚度设置为0.035mm。

图1 天线结构图Fig.1 Geometry of antenna

图1(a)是天线的上层介质板结构，介质板的边长为Wsub1，厚度为Hs1。其中橘黄色部分为介质板上表面覆铜，黄色部分为介质板上下表面都覆铜。其中，黄色部分为耦合馈电枝节，包含两个高度均为Lf0，底边分别为Lf1和Lf2的三角形，用于给天线耦合馈电并产生圆极化辐射，与天线之间的间距为Ws，且与SMA同轴接头上直径为Dfed的金属探针直接接触。橘黄色部分中，主辐射器为弯折走线的方形环天线，其外轮廓边长为Ll，环内部与耦合馈电枝节贴近的部分宽度为Wl2，长度为Ll1，在其外部设置有4个“L”形枝节，宽度为Wl1，长度分别为Lt1和Lt2，用于天线的小型化和天线实物的调谐。另外，在辐射环内部还有4个边长为Wq的方形贴片，贴片四周与辐射环的间距为Ds，并通过4根半径为Rs的短路钉与下层介质板的地板短路。4个短路贴片与辐射环之间的耦合缝隙可等效为并联电容，从而降低了天线的谐振频率，实现了天线的进一步小型化。

图1(b)是天线的下层介质板结构，介质板的边长为Wsub2，厚度为Hs2。橘黄色部分位于介质板上表面，该结构为用于抑制辐射器后向辐射的寄生环，通过弯折走线实现小型化，其外轮廓边长与介质板边长相同，厚度为Wl，蛇形走线所挖出的每个凹槽深度、宽度和间距均为Lsm、Wsm和Div。绿色部分位于介质板的下表面，为天线的地板，其边长为Wg，地板中心半径为Rp的圆孔用于防止SMA内导体的金属探针与地板短路。

图1(c)为天线的侧视图，其中，两层介质板之间是厚度为h的空气层，可在一定程度上提升天线带宽和降低天线重量，上层介质板通过4个嵌套在短路钉外部的尼龙支撑柱(介电常数εr=4.3，损耗角正切tanδ=0.004)支撑起来，其内径为Rdi，外径为Rdo。天线最终的各尺寸参数如表1所列。

表1 天线尺寸参数表Tab.1 Parameter list of antenna structure

1.2 后向辐射抑制原理分析

设计的天线采用的辐射器结构为环形贴片，与地板大小相同的贴片天线相比，环天线后向辐射较大，F/B较差，故其需要更大的地板才能保持较高的F/B，而代价是天线整体的尺寸增大。为了使天线在紧凑尺寸的条件下保持较高的F/B，采用了在地板外侧加寄生环的方法，寄生环的总长度为天线谐振频率的1个真空波长左右，寄生环作为反射器，将来自辐射器的后向辐射反射至前向，从而有效地提高天线的F/B。另外，本文还通过蛇形走线增加寄生环的等效长度，实现了寄生环的小型化，使天线整体尺寸更加紧凑。

取4种不同的情况观察寄生环抑制后向辐射的效果，如图2所示。这4种情况中，只改变下层介质板中地板和寄生环的形状，天线其他结构保持不变。其中方案1为天线选用边长为77mm的大地板；方案2为天线选用边长为45mm的地板；方案3为天线选用30mm的小地板，外部放置外边长为45mm的寄生环；方案4为天线选用30mm的小地板，外部放置外轮廓边长为45mm弯折走线的蛇形寄生环。

图2 4种不同情况的地板结构Fig.2 Four different cases of GND structure

图3为这4种情况下天线的反射系数和1.575GHz的方向图对比。在图3(a)中可观察到，方案1和方案4的-10dB反射系数带宽相对较宽，方案2和方案3带宽都较窄，而只有方案4向低频偏移。在图3(b)中可观察到，方案2和方案3的后向辐射较大，F/B较差；方案1和方案4可保持较高的F/B，但方案1地板过大，不利于天线整体的小型化，而方案4这种情况可使天线获得较高F/B的情况下保持紧凑的尺寸。

图4为这4种情况同相位下的近场电场分布，通过对比可明显发现，F/B较差的方案2和方案3地板下方的电场较强，这导致天线有较强的后向辐射，而方案1和方案4地板下方的电场相对明显较弱，这表明天线的后向辐射被有效抑制，从而保持较高的F/B。

图3 4种情况的反射系数与方向图对比Fig.3 Comparisons of reflection coefficient and radiation patterns in four cases

图4 4种情况的近场电场分布Fig.4 Near-field electric field distribution in four cases

图5所示的是3种不同情况的地板和寄生环上表面的同相位下电流分布，图6为这3种情况的反射系数与方向图对比。其中，方案A是边长为35mm的地板，地板外部放置外边长为50mm的寄生环；方案B是边长为30mm的地板，地板外部放置外边长为45mm的寄生环；方案C是边长为30mm的地板，地板外部放置外边长为45mm的蛇形寄生环。从图5中可观察出，方案A和方案C中寄生环的上表面两侧的电流较强，这是由于此时寄生环处于谐振状态，其耦合得到的能量较强，所产生的辐射可与辐射环前相叠加，后向抵消，因此F/B较高；而方案B中寄生环上整体的电流相对较弱，F/B较低。此现象可说明，寄生环在具有明显的后向辐射抑制功能时，其环上两侧具有较强的电流分布，其等效总长度约为天线谐振频率的1个真空波长左右。另外观察图6(a)可发现，F/B较高的方案A和方案C的带宽相对较宽，而F/B较差的方案B带宽较窄。观察图6(b)可发现，处于寄生环工作状态的方案A和方案C的输入阻抗实部随频率的变化相对平缓，其频率特性较好，故其阻抗带宽相对较宽。

图5 3种情况的地板寄生环电流分布对比Fig.5 Comparison of the current distribution of the GND parasitic loop in three cases

图6 3种情况的阻抗特性与方向图对比Fig.6 Comparisons of impedance characteristic and radiation patterns in three cases

1.3 重要参数分析

图7为短路贴片与辐射环的间距Ds的改变对天线性能的影响，从图7中可观察出，Ds越小时，天线在匹配频带处的F/B越高，天线的后向辐射抑制效果越强，但其辐射效率会相对较低。因此，该天线可通过改变Ds的大小实现天线F/B与辐射效率的灵活调控。图8为寄生环的凹槽深度Lsm的改变对天线性能的影响，而其实质上就是改变了寄生环的等效长度，Lsm越大，寄生环的等效长度越长，其工作频率越低。从图8(b)中可观察出，随着Lsm的增加，天线的具有较高F/B的频带会向低频移动，而其辐射效率会随Lsm的增加而逐渐提高。因此，此天线可通过微调Lsm的大小实现F/B与辐射效率之间的调控。

图7 短路贴片与辐射环的间距Ds的改变对天线的影响Fig.7 Effect of the spacing Ds between the shorting patches and the radiation loop on antenna performance

图8 寄生环凹槽深度Lsm的改变对天线性能的影响Fig.8 Effect of parasitic loop groove depth Lsm on antenna performance

图9 寄生环与辐射环距离Hl的改变对天线性能的影响Fig.9 Effect of the distance Hl between the parasitic ring and the radiation loop on antenna performance

图9所示的是改变寄生环与辐射环的距离Hl对天线性能的影响，从中可观察到，在这3种情况中，Hl=4.5mm(0.024λ0，λ0为真空波长)的F/B整体较高，对天线的后向辐射抑制效果较好，其辐射效率相对较低。

2 仿真与实测结果

为验证本文所提出的圆极化天线的性能，将所设计的天线调至最优性能并加工，天线的加工照片如图10所示。加工出的天线使用Agilent E5071C矢量网络分析仪测试天线的反射系数，并使用SATIMO近场微波暗室测试天线的远场辐射参数。

图10 加工天线照片Fig.10 Fabricated prototype of the antenna

天线的仿真及测试结果如图11所示，在图11(a)中可观察到，天线仿真的-10dB反射系数带宽为1.566GHz～1.588GHz，测试的天线带宽为1.557GHz～1.581GHz，可覆盖BDS-B1和GPS-L1两个工作频段。在-10dB反射系数带宽内仿真和测试的实际增益都可保持3.25dBi以上。在图11(b)中，天线仿真的3-dB轴比带宽为1.575GHz～1.579GHz，测试的3-dB轴比带宽为1.570GHz～1.575GHz。另外在3-dB轴比带宽内仿真和测试的右旋圆极化(right-handed circular polarization，RHCP)增益均可保持在3.19dBic以上。

图11 天线仿真及测试结果Fig.11 Simulated and measured results of the antenna

图12所示的是天线在1.561GHz和1.575GHz的仿真和测试的方向图。在1.561GHz和1.575GHz，天线仿真的F/B分别为9.2dB和11.17dB，测试分别为10.07dB和13.71dB。

结合以上的仿真和测试结果，可发现加工出的天线明显向低频偏移，这可能是加工误差使天线的耦合间距Ds减小的结果，耦合间距越小，天线与短路贴片之间的耦合越强，其并联电容的加载效应越强，频率降低的效果越明显。

图12 天线仿真及测试方向图Fig.12 Simulated and measured radiation patterns of the antenna

表2中所列的是本天线与以往的低剖面高F/B圆极化天线的尺寸及性能对比，通过对比可发现，本文所设计的天线在保持较高F/B的前提下，拥有更小的天线尺寸和更低的剖面。因此，相比之下本天线应用于小型化的移动终端内拥有更大的优势。

表2 本天线与其他天线的尺寸与性能对比Tab.2 Comparison of the antenna size and performance between this and other antennas

其中，λg为介质波长，前后比取值为频带内最低值。

3 结论

文章设计出了一种具有较高F/B的低剖面圆极化环天线。在ANSYS HFSS三维电磁仿真软件对天线进行建模仿真，通过观察天线的近场电场分布和寄生环的电流分布，研究寄生环抑制后向辐射的工作机制，最终成功使天线在保持较高F/B的前提下实现了寄生环的小型化。同时，所设计的天线还可通过改变短路贴片与辐射环之间的耦合间距和寄生环凹槽深度实现天线F/B与辐射效率之间的灵活调控。另外，本文还对参数优化后的天线进行加工测试，测试结果表明，所设计的天线具有良好的后向辐射抑制效果，其阻抗带宽可覆盖BDS-B1和GPS-L1两个工作频段。所设计的天线具有尺寸小、剖面低、质量轻、F/B高的优点，可应用于小型化的移动终端导航定位中。