直接功率控制的双PWM变频调速在泵站电机上的应用

李 瑾

(南昌工程学院 电气工程学院，江西 南昌 330099)

近年来变频调速技术已成为实现节能降耗的重要措施。由于采用二极管不控整流的电压型交-直-交变频器无法让电能双向传递，会使电机的再生能量在直流侧滤波电容上产生的泵升电压造成主电路中功率器件、滤波电容的过压损坏[1]。而PWM技术具有能大大降低直流侧泵升电压以增强系统工作的可靠性，输出谐波含量小，功率因数近于1，并可实现转差功率的双向流动从而提高电能利用率等优点而被广泛用于电机变频调速系统[2]。本文提出了一种整流侧采用引入新型开关矢量表的DPC，机侧变流器采用转子磁场定向的矢量控制的双PWM变频调速系统，对其网侧和机侧进行仿真实验的结果表明，将该调速方案用于泵站电机不仅可减小网侧电流的谐波，还能增强直流母线电压的稳定性和系统的抗扰能力，从而显著减小电容体积并降低成本。

1 双PWM变换器数学模型

整流和逆变部分都引入PWM技术的双PWM变频调速系统主电路见图1，其变频器再生能量可回馈电网并能方便地实现电机的四象限运行[3]。

图1 双PWM变频调速系统主电路

图2是主电路中的PWM整流器，它在同步dq坐标系下的数学模型如下：

(1)

式中：ed、eq—三相电网电动势ea、eb、ec经3s/2r坐标变换后得到的d、q轴分量id、iq—三相电流ia、ib、ic经3s/2r坐标变换后得到的d、q轴分量。

开关函数SK=1表示上桥臂开通，下桥臂关断，SK=0则反之(K=d，q)。

图2 三相电压型PWM整流器电路

2 网侧PWM整流器DPC控制系统

2.1 DPC 控制系统结构图

PWM整流器DPC控制系统如图3所示，其控制部分为电压外环功率内环的双闭环结构，直流母线电压给定值与实际值的差作为外环PI调节器的输入，其输出与直流侧电压给定值相乘作为有功功率给定值，无功功率给定值设为0以使功率因数为1。有功和无功功率的给定值与其实际值比较后作为滞环比较器的输入，由滞环比较器的输出和扇区判断模块输出的θ值就可从开关矢量表中选择合适的电压矢量来控制功率开关器件。

图3 PWM整流器 DPC 控制系统

2.2 滞环比较器

滞环比较器采用bang-bang 控制，单级滞环比较器的输出只有1和0两个值，这里采用三电平有功功率滞环比较器，在-Hp

(2)

(3)

2.3 开关矢量表

DPC的核心是选择开关矢量，传统DPC忽略了平波电抗器电压降可能使无功功率不可控，换相时刻不可控程度会更大[5]。本文采用表1所示的新型开关矢量表以缩小无功功率的不可控区并降低开关频率[6]，其中Sp、Sq分别是有功和无功功率滞环比较器的输出，θ1～θ12对应扇区1～12。

3 机侧PWM变流器的控制策略

机侧变流器采用将d轴定向于转子磁链矢量ψr方向上即转子磁场定向的矢量控制并引入SVPWM技术。将异步电机的数学模型从三相静止的abc坐标系变换到按转子磁链定向的两相同步旋转的dq坐标系，可得ψr只与d轴分量id有关而与q轴分量iq无关，电磁转矩Tem则由iq决定而跟id无关。采用转速和磁链闭环的矢量控制系统框图见图4。

图4 矢量控制系统框图

表1 新型开关矢量表

4 仿真实验

4.1 网侧PWM整流器仿真

1)纯电阻负载。采用新型开关矢量表的PWM整流器的Matlab仿真模型如图5所示，图中扇区判断和三电平有功功率滞环比较器的子系统由编写m函数实现，开关矢量表子系统通过两个二维表实现。仿真参数如下：电源线电压380 V，网侧电阻值R=10 Ω，电感值L=4.8 mH；母线电容C=4700 uF；电容初始电压设为500 V，直流侧电压Vdc的给定值为600 V，滞环环宽Hp=±400 W。图5中有功和无功功率计算的子系统如图6所示。

图5 PWM整流器的Matlab仿真模型

图6 有功和无功功率计算的子系统

负载电阻初始值设为30 Ω，于t=0.1 s由30 Ω突变为5 Ω，图7(a)是网侧a相电压和电流仿真波形。负载电阻初始值不变，在t=1 s由30 Ω突变为20 Ω所得的直流侧电压波形见图7(b)，在t=0.6 s负载电阻由30 Ω突变为15 Ω所得的有功、无功功率的波形分别如图7(c)和(d)所示。

(a)网侧a相电压和电流

由图7(a)可见网侧电压与电流是相位相同的正弦波，在t=0.1 s负载阻值突降时，网侧电流明显增大，而且再次达到稳态时电压与电流依然同相，可见网侧电流随负载的变化而变化且能实现整流状态的单位功率因数运行。

图7(b)中，t=0时直流母线电压Vdc由初始值500 V开始上升，经0.16 s达最大值710 V，约在t=0.6 s时达到给定值600 V，在t=1 s负载阻值突降后Vdc降至约550 V，经短暂的动态调整后又回升到给定值600 V。

从图7(c)可看出在t=0.6 s突加负载之后有功功率值从原来的稳态值约20 KW经过约0.1 s的调整时间就达到新的稳态值约40 KW，动态响应较快。图7(d)中在t=0.2 s之后无功功率为零，可见带纯电阻负载时PWM整流器处于整流状态，且功率因数等于1。

2)反电势负载。当负载反电动势EL=2000 V，负载电阻RL=40 Ω时，得到的网侧a相电压和电流波形、直流侧电压波形与有功功率波形如图8所示。图8(a)中电压与电流波形的正弦度高，RL上电压为负，跟整流状态相比负载电流反向了也就是电压电流相位相反，说明电能从负载侧流向电网侧，整流器处于逆变状态。图8(b)中，直流侧电压Vdc从初始值500 V开始上升，于0.12 s达到最大值705 V，在t=0.6 s时稳定在给定值600 V，纹波较小。图8(c)中，逆变状态时id为负，有功功率P=udid经过约0.1 s的调整时间达到负的稳态值。

(a)网侧a相电压和电流

由图8可得出结论：DPC下的双PWM变流器可实现能量的双向流动以提高电能利用率，并能实现逆变时的单位功率因数运行。

4.2 机侧PWM变流器仿真

图9 机侧PWM变流器的仿真模型

图10(a)中三相定子电流在约t=0.2 s达到稳态，在t=0.4 s给定角速度ω*突降后，定子电流增大，经短暂的动态调整之后达到新的稳态，定子电流频率降低，图中定子电流在稳态时都是三相对称的光滑正弦波。由图10(b)和图10(c)两图可看出，异步电机起动后其角速度ω迅速上升，电磁转矩Tem先快速增大，在t=0.04 s左右Tem达到最大值约13 N·m之后很快回落，约在t=0.06 s时ω达到给定初值80 rad/s，Tem回到零值。t=0.4 s时ω*突降后，Tem变为负值使ω迅速减小，电机经过短暂的制动状态后Tem又为正，在约t=0.44 s时达到新的稳态，ω降到新的角速度给定值40 rad/s，Tem重回到零值。

(a)定子三相电流

(b) 转子角速度

5 结语

针对传统的交-直-交变频器中电能无法双向传递、电机的再生能量在滤波电容上产生的过高的泵升电压会给系统带来危害的问题，本文提出了一种整流侧采用引入新型开关矢量表的DPC控制，机侧变流器采用引入SVPWM技术的转子磁场定向矢量控制的双PWM变频调速系统，仿真实验的结果表明，该控制方案实现了网侧电流谐波小、功率因数近于1、直流侧电压稳定性高的控制目标，且减小了无功功率的波动，在电机突加负载时系统能迅速反应而很快达到稳态，从而证明了将采用该控制策略的双PWM变频调速系统用于泵站电机的有效性和可行性。