前馈环形振荡器的结构与相位噪声研究*

桑 浩，袁珩洲，梁 斌，陈建军，郭 阳

(国防科技大学计算机学院,湖南 长沙 410073)

1 引言

随着通信领域需要更高速的数据传输,高速串行通信SerDes(Serializer/Deserializer)逐渐取代了传统并行通信技术。在SerDes系统中,锁相环(Phase-Locked Loop)不仅提供高速稳定的时钟,同时还为相位插值时钟数据恢复电路(Phase Interpolator Clock and Data Recovery)提供正交相位的插值信号[1-5]。振荡器是锁相环的关键部件,其相位噪声会影响整个锁相环的噪声与抖动性能,因而设计一款高速低相位噪声的正交振荡器是很有必要的。

电感电容振荡器具有高频低相位噪声的优势,但是一般需要外加延迟电路来提供多相位输出,这会降低相位精准度。将2个电容电感振荡器耦合连接,能够提供精准的正交信号[6],但是这大大增加了芯片面积。环形振荡器本身能够提供多相位输出,并且具有调谐范围宽、结构简单、面积小和功耗小的优点,适用于SerDes的正交振荡器。

在目前公开发表的文献中已经有一些关于正交环形振荡器的研究：文献[7，8]设计了差分延迟单元,并将前三个延迟单元同相连接,最后一个延迟单元反相连接,可以提供精准正交相位的振荡信号;文献[9]研究传统的前馈环形振荡器,在由CMOS反相器构成的环路上增加了前馈路径,使反相器构成的偶数级环形振荡器能够振荡,并实现正交相位的输出。这2种结构虽然相对简单,占用面积小,但相位噪声性能仍需进一步优化。

本文分析并设计了2种新型低相位噪声前馈环形振荡器。基于传统前馈结构,设计的振荡器分别将前馈路径耦合至主路径CMOS反相器的1个源极和2个源极，即单源极前馈环形振荡器和双源极前馈环形振荡器。本文在28 nm CMOS工艺下实现了2种环形振荡器的电路,振荡频率为2.5 GHz时,相位噪声分别为-99 dBc/Hz@1 MHz和-105 dBc/Hz@1 MHz,灵敏度值FoM(Figure of Merit)分别为163 dBc/Hz和164 dBc/Hz。

Figure 1 Conventional feedforward ring oscillator

Figure 2 Single-source feedforward ring oscillator

Figure 3 Dual-source feedforward ring oscillator

Figure 4 Effective ISF curves of three structures

Figure 5 Comparison of output waveforms of three structures

Figure 7 Comparison of FoM of three structures

Figure 8 Layout design and test results of single-source feedforward ring oscillator

2 前馈环形振荡器

2.1 传统前馈环形振荡器

根据巴克豪森判据可以知道,具有偶数级的环形振荡器无法产生非零频率的振荡信号，为了改变振荡模式,需要引入辅助电路。如图1所示,传统的前馈环形振荡器由8个反相器组成,其中4个大尺寸反相器首尾相接构成直接路径;另外4个小尺寸反相器分别将直接路径每一级的输入信号前馈到下一级的输出,构成前馈路径。连接同一输出节点的一个主路径反相器和前馈路径反相器构成一个延迟单元,Vi-1到Vi的路径为主路径,Vi-2到Vi的路径称为前馈路径。

在传统前馈环形振荡器中,主路径对角线上的2个前馈路径反相器构成交叉耦合结构,打破输入和输出节点的平衡状态,保证环路不会锁定到直流信号上。另外,在主路径强度和前馈路径强度之间的最大比率下可以实现最大振荡频率[8]。但是,一旦直接路径强度远大于前馈路径强度,环路将不能满足起振条件。所以，如果要提高该前馈环形振荡器的振荡频率,可以通过合理设计使比例因子α尽可能小。这种结构存在的问题是，Vi-1和Vi-2存在90°的相移，它们对输出Vi的共同作用效果并不一致，导致输出波形上升沿和下降沿的速率变慢，使相位噪声性能受到限制。

2.2 单源极前馈环形振荡器

为了提高输出波形的边沿速率，在不改变传统前馈环形振荡器环路结构的情况下,将前馈路径的输出直接耦合到主路径NMOS的源极，此时仍然可以打破主路径的平衡状态。本文设计的单源极前馈环形振荡器如图2所示,其中图2a是结构框图,图2b是晶体管级电路设计。

在单源极前馈环形振荡器中，INV1～INV4是主路径反相器,INV5～INV8是前馈路径反相器,Vo1、Vo2、Vo3和Vo4是振荡器的输出。可以看出,主路径每个输出节点Voi将输出信号通过反相器前馈到Voi+1节点下一个反相器的NMOS的源极。每个节点的振荡信号会交替沿着主路径和辅助路径传输并叠加回到该节点,以维持稳定的振荡。例如,当Vo1从低电平变换到高电平时,X1电位会降低,即MN2的源极电位降低;当MN2的栅源电压VGS高于阈值电压VTHN时,MN2开启,又因为MN5也处于开启状态,Vo3电位降低;MP3随之开启,使Vo4由低电平变为高电平，至此实现了由节点Vo1低到高的变化引起了节点Vo4低到高的变化的过程。同理,需要经过3个这样的过程,信号才会重新引起Vo1的变化,此时经历了振荡信号的一个周期。所以，单源极前馈型振荡器的前馈路径仅控制NMOS管的通断，以免与主路径同时影响输出。与传统前馈环形振荡器相比，该振荡器提高了高低电平转换的边沿速率，大大优化了振荡器的相位噪声。

2.3 双源极前馈环形振荡器

为了提高结构的对称性，可将辅助路径连接到主路径反相器的NMOS和PMOS的源极,使主路径反相器的NMOS和PMOS管的工作状态均受辅助路径控制。设计的双源极前馈环形振荡器如图3所示,其中图3a是结构框图,图3b是晶体管级电路设计。

与单源极前馈环形振荡器不同的是,双源极前馈环形振荡器主路径每个输出节点Voi不仅将输出信号通过反相器前馈到Voi+1节点的下一个主路径反相器的NMOS源极,同时还前馈到前一个反相器的PMOS源极。由于输出节点的充放电都要受到前馈路径控制,环路达到稳定振荡需要经历更多的过程。例如,当Vo1从低电平变换到高电平使Vo3电位降低后,MP3仍保持关闭状态,但是可以经过反相器INV7使X3节点电位升高,当X3节点电位升高到使MP3的栅源电压大于阈值电压VTHP时,MP3导通,Vo4的电压会从低电位转换为高电位,到此才实现从Vo1的低到高变化引起Vo4的低到高的变化。同理,需要再经过3个这样的过程,才经历振荡信号的一个周期。相对于单源极前馈型结构，双源极前馈型结构虽然工作过程更复杂、输出节点上的等效负载更大、达到相同的振荡频率消耗的电流更大，但是由于前馈路径完全控制PMOS和NMOS，输出波形上升沿和下降沿的对称性得到提高，这对相位噪声性能的提升是非常有利的。

3 相位噪声分析

由于噪声的相位调制效应,在输出信号的频谱上,载波附近会出现能量边带,这些边带对应的频率称为偏移频率相位噪声，表示在一定偏移频率处,边带的功率与载波功率的比值。在环形振荡器中,器件的热噪声和闪烁噪声共同决定了总体的相位噪声,其中,闪烁噪声在较低偏移频率中占主导,热噪声在较高偏移频率中占主导。

Hajimiri等[10,11]提出的非线性时变模型精准地评估了振荡器的相位噪声,用脉冲灵敏度函数ISF(Impulse Sensitivity Function)表征在振荡信号的不同时刻对相位噪声的影响,并给出了热噪声Lwhite和闪烁噪声L1/f的表达式，如式(1)和式(2)所示:

(1)

(2)

(3)

其中，hn是 IFS傅里叶展开后的系数,T是周期，t是指时间。根据式(1)和式(3)可知,考虑热噪声时,ISF的波形对相位噪声起关键作用。然而热噪声被晶体管的跨导gm和漏源跨导gds调制成循环稳态噪声,所以一个周期内有效ISF波形包络的面积决定相位噪声的大小，其中有效ISF表示为Γ(t)eff，由式(4)给出：

(4)

根据式(2)可知,ISF的直流分量决定了闪烁噪声对相位噪声的影响。图4是3种前馈环形振荡器结构的有效ISF,表1和表2分别列出了主路径反相器的MN1和MP1的ISF的直流分量和归一化后的相位噪声值。

这个案例说明，把注意力投入在一件喜爱的事情上，是有疗愈功效的。它能让原本趋于混乱的精神能量变得有秩序，让人重拾生活的热情和意义。

Table 1 h0 of MN1 and MP1 in three structures

Table 2 Contribution of flicker noise to phase noise in MN1 and MP1

Table 3 Oscillator data comparison

从图4可以看出,单源极前馈环形振荡器和双源极前馈环形振荡器的有效ISF曲线的包络面积均小于传统前馈环形振荡器的，所以前两者热噪声影响的相位噪声更小。从表1可以得到，双源极前馈环形振荡器的ISF直流分量h0大大减小,这正是因为将辅助路径前馈到主路径反相器的2个源极,提高了振荡信号的对称性。与单源极环形振荡器相比,表2中MP1和MN1的闪烁噪声对相位影响的贡献值至少降低到1/10。

4 3种结构的仿真结果与对比

基于28 nm CMOS工艺，本文实现了传统前馈型、单源极前馈型和双源极前馈型3种结构，仿真得到3种振荡器的输出波形。从图5可以看出，单源极前馈环形振荡器和双源极前馈环形振荡器的高低电平转换的边沿速率明显高于传统前馈型振荡器，这与第2节的分析吻合。此外，双源极前馈环形振荡器的输出信号摆幅明显大于另外2种结构的,其优点是：一方面摆幅大使载波能量更高,在没有增加晶体管噪声影响的情况下,整体相位噪声会更好；另一方面较大的摆幅会提高对来自电源和地的噪声的抗干扰能力。

在保证3种结构的电路尺寸基本相同的情况下，本文仿真了它们在不同振荡频率下，距离载波频率1 MHz频偏处的相位噪声，仿真曲线如图6所示。结果表明,相对于传统前馈环形振荡器，单源极前馈环形振荡器的相位噪声至少降低6 dB，而双源极前馈型的相位噪声性能至少降低12 dB。

FoM综合考虑了功耗与噪声的关系，是衡量振荡器性能的一项重要指标，其公式如式(5)所示：

(5)

其中,PN是相位噪声，PDC是振荡器的功耗，单位为mW。图7是3种结构的FoM对比，可以看出，单源极前馈环形振荡器和双源极前馈环形振荡器的FoM比传统前馈环形振荡器的FoM提高了至少6 dB。

本文设计的单源极前馈环形振荡器的版图布局如图8a所示，核心面积为0.018 mm×0.044 mm,将其应用于SerDes中的锁相环中，完成流片与测试。测试结果表明，当振荡器的输出频率为2.5 GHz时，PLL在1 MHz频率偏移处的相位噪声为-90 dBc/Hz,在10 MHz频率偏移处的相位噪声达到-116 dBc/Hz。表3总结了一些已发表文献的环形振荡器的性能。由表3可知，本文设计的结构在相位噪声、频率和面积上更具优势。

5 结束语

本文研究了传统前馈环形振荡器的结构与噪声性能，并基于28 nm CMOS工艺设计了2种新型的源极前馈环形振荡器。分析发现，相比于传统结构，2种新结构都能有效提高振荡信号的高低电平的转换速率，进而降低热噪声和闪烁噪声对相位噪声的影响。其中双源极前馈环形振荡器具有更大电压摆幅，且波形更具有对称性，进一步降低了闪烁噪声的影响。仿真和测试结果表明，在2.5 GHz频率下，2种源极前馈型结构相比传统结构的相位噪声优化了至少6 dB,FoM值优化了至少6 dB。与其他已发表文献中的振荡器相比，2种结构更简单且占用的芯片面积更小，更适用于基于PLL的SerDes系统。