多电平逆变器在光伏并网中的建模与仿真

王自勇,蒋岩茹

(首钢京唐钢铁联合有限责任公司,河北 唐山 063200)

1 引言

光伏并网系统需要直流-交流变换的逆变器，将光伏电池所产生的直流电能转化为与电网同相位、同幅值、同频率的交流电能输送给电网，实现光伏能量的远距离输送。目前，并网逆变器逐渐由传统的单相、三相桥式逆变器向飞跨电容、二极管箝位和级联型多电平逆变器发展，逆变器的效率、输出电压质量均取得较大提高。其中，级联型多电平逆变器因其在输出相同电平数时所需器件最少，易于向更高电平数扩展、控制方便等优点在光伏并网系统中得到关注，因而也成为研究热点[1～4]。

随着 GTO、IGBT 等大功率全控型器件容量的不断提高，控制芯片快速发展的同时，多电平逆变技术取得了飞速发展。特别是在其电路结构、控制策略和软开关技术方面发展迅猛，应用领域也由单纯的直流-交流变换推广到电力系统无功补偿、柔性交流输电以及高压直流输电等方面[5,6]。

本文在多电平逆变电路的电路结构和工作原理的基础上，完成了2H桥级联型逆变器的主电路的改进设计。该电路在输出相同电平的前提下能够减少独立直流源的数量，提高电源利用率，以实现功率单元间器件均压。在此基础上搭建逆变器的仿真模型并开展仿真实验，验证所建模型的有效性。

2 逆变电路的工作原理

单相 2H 桥逆变电路结构如图1所示：

S1与S2、S3与S4为逆变电路两桥臂上开关状态互补的开关对。在电流i的正半周期，若S3与S2导通，电流流经S3、负载、S2，负载电压VL=Vdc，直流电源Vdc输出电能给负载；若S4与S2或S3与S1导通，负载电压VL=0 ，直流电源不输出电能给负载； 若S4与S1导通，电流流经S4、负载、S1，负载电压VL=Vdc，负载回馈电能给直流电源。在电流i的负半周，若S1与S4导通，负载电压VL=Vdc，直流电源输出电能给负载；若S4与S2或S3与S1导通，负载电压VL=0，直流电源不输出电能给负载；若S3与S2导通，负载电压VL=Vdc，负载回馈电能给直流电源。综上，直流电源在三种开关状态下不输出电能甚至吸收负载回馈的电能，导致直流电源的利用率偏低。

图1 单相2H桥逆变电路

若当S4与S2或S3与S1导通负载电压为零时，用储能元件吸收直流电源输出的电能，当电流i的正半周期S4与S1导通、电流i的负半周S1与S4导通时，用储能元件吸收负载回馈的大部分电能，当需要对负载输出时，让直流电源与储能元件一同对负载输出，即可实现提高直流电源利用率的目的。通过使用储能元件，也能减少级联型多电平逆变电路中独立电源的数目[7]。

新型2H 桥级联型逆变电路原理图如图 2 所示，该电路将传统级联型多电平逆变电路中的一个直流电源用储能电容替换，利用直流电源输出的电能和负载电路回馈的电能给电容充电，在需要时作为直流电源与原有直流电源一起向负载输出，并控制维持充放电平衡，从而保证供电电压 1∶1∶1，提高直流电源利用率，减少独立电源数量。

图2 新型 2H 桥级联型逆变电路

3 MHF-PWM调制策略

混合九电平逆变器中有两个电压相同的低压单元与一个高压单元，采用电平比较法虽然调制策略简单且功率器件损耗极低，但是其输出电压为阶梯波变化，在调制度过低时逆变器将不会输出电压，此外，其输出电压也不能随调制度线性变化，并不适合于精确的调速应用[7]。文献[8]在文献[7]的基础上对拓扑中的一个低压单元采用PWM调制，其余单元仍旧采用方波调制，可以实现输出电压与调制度的线性变化。但是这种调制方法也存在一部分问题，首先便是两低压单元由于开关频率不同导致的温度不一致问题，该问题会使PWM单元更早的因为发热而损坏，影响整个逆变器的使用寿命;其次便是三个单元仍旧存在输出功率不均衡的问题，在该调制策略的控制下，随着调制度的升高，三个H桥单元按照低压PWM单元、低压方波单元、高压单元的顺序依次投入使用，这就导致在中低调制度时只有部分单元在输出电平，在各个调制度下三个单元输出的功率不能实现平衡。文献[9]提出了一种混合调制的新思路，即同时对两个低压单元采用PWM调制，此方法不但可以解决混合多电平逆变器的电流倒灌问题，还可以将原拓扑直流侧电压比由1∶1∶2提高到1∶1∶3。

为了解决低压单元开关频率与温度不一致导致的寿命不同问题，本章在传统HF-PWM调制策略的基础上对低压单元的控制做了进一步调整，具体为同时对低压单元采用PWM调制，为了保持低压单元的开关频率一致，两低压单元将采用频率一致的载波频率并共用一个调制波。为了使两单元输出功率也一致，两个低压单元采用移相调制，由于移相调制的特性，采用移相调制的单元可以自发的实现功率均衡。经过调整后的NBIF-PWM调制策略便可以将原本由H3单元承担的开关次数平分至H2与H3单元中，这样便可以使两个低压单元具有相近的使用寿命，同时两个低压单元输出功率也保持一致[10-15]。

MHF-PWM调制策略调制原理如图3所示，图中自上至下依次为H1单元调制原理、H1单元输出波形uH1, H2和H3单元调制原理、H2单元输出波形uH2, H3单元输出波形uH3及逆变器输出相电压uAN波形，图中a为H1单元在正半周期的开通角。调制波Vm为正弦波，当调制波Vm大于2E，即Vm大于Vcr1时，H1单元输出+2E;当调制波Vm小于-2E，即Vm小于Vcr1-时，H1单元输出-2E，其他情况下H1单元均不参与输出，可以看到H1单元输出电压uH1为方波且该单元工作在基频，可以减少高压单元的开关损耗。H2与H3共用一个调制波Vm，调制波Vm，由调制波Vm减去H1单元的输出电压uH1得到。Vcr2.与Vcr-为H2单元的载波，Vcr3与Vcr-是H3单元的载波。4个载波幅值与频率均相同，同一单元内两个互补载波反向层叠排布，在这四个载波中Vcr2与Vcr3,Vcr2-与Vcr3-的相位互差180。构成移相排布，可以使两个单元输出基波幅值相同。根据此PS+PD调制得到的两单元输出电压波形分别为uH2与uH3，可以看到H2与H3单元的输出电压均为PWM波，MIF-PWM调制策略实现了对两低压单元的PWM调制[16～22]。

图3 MHF-PWM调制策略原理

3 2H级联型逆变电路建模

为改善级联型逆变电路所需直流电源数量多，且利用率低的现状，本文设计了高效 2H 桥级联型多电平逆变电路，如图4所示。电路中用储能电容代替部分直流电源，通过设定开关状态使电容电压维持在直流电源额定值附近，保证输出波形质量。

图4 新型级联七电平逆变电路仿真

4 仿真结果及实验分析

仿真条件：输入端直流电源为 U=100V，2H 桥模块选择 IGBT/Diodes; 触发角分别为α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°时，得到如图5。

图5 α=5.5°时输出波形

仿真输出电压的波形均包含7种电平，分别为300 V 、200 V 、100 V 、0 V 、100 V 、200 V、300 V 。随着触发角的变化波形也会随之变化，为了进一步分析触发角的计算对输出电压质量的影响，本文对不同触发角下的输出波形进行谐波分析。触发角α分别取α=3.5°、α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°、α=11.5°时，应用Simulink 中 powergui 模块中的快速傅里叶分析模块(FFT Tools))，分别对不同触发角控制下的输出波形进行分析，仿真结果如图 8～图12所示。

从图8～图12中可以看出，在电路其他参数不变的情况下，电路输出的电压波形质量随着触发角的变化而变化。当触发角选取适中时，输出电压波形总谐波含量的值达到最小。因此，改进触发角计算方法，提高触发角计算和控制精度，有助于提高逆变电路输出电压的质量。

表1 新型逆变电路的工作情况

图6 α=7.5°时输出波形

图7 α=9.5°时输出波形

图8 α=3.5°时谐波分析

图10 α=7.5°时谐波分析

图11 α=9.5°时谐波分析

图12 α=11.5°时谐波分析

5 结论

本文针对传统级联型多电平逆变电路直流电源利用率低的缺点，提出一种新型 2H 桥级联型多电平逆变电路结构。搭建 Matlab/Simulink 仿真模型，并在不同触发角的条件下对电路输出波形形状及谐波含量进行了仿真实验。结果证明：只要触发角选择合理，所设计的新型2H桥级联型多电平逆变电路能够起到有效减少独立电源数量，提高电源利用率的效果，适用于光伏并网发电系统。