基于无桥PFC的单相三电平变换器设计

徐甜川，张杰

（1.三峡大学 电气与新能源学院，湖北宜昌 443000；2.东北电力大学 经济管理学院，吉林吉林 132012）

引言

无桥功率因数校正(PFC)电路由于去除了传统Boost PFC前级二极管整流桥，电路通态损耗低、效率高，得到广泛关注[1,2]。dual-boost无桥电路[3-5]在传统无桥PFC的对地侧增加了两个二极管作为低频电流的回路，桥臂上开关只作为高频开关不参与低频续流，具有更低的共模干扰，缺点是这种拓扑必须使用两个电感，功率密度不高；图腾柱无桥拓扑具有较低的EMI[6-8]，使用元件相对较少，可以有效提高电路效率，但对元件性能的要求较高；前级二极管整流桥中间嵌入一对反向串联的开关管[9]，提出了一种无桥PFC变换器，为本文提出的电路提供了思路。此外，多电平PFC变换器在许多文献中被认为是提高电能质量和效率的一种解决方案[10-12]。与两电平整流器相比，它们的主要优点是具有更低的开关损耗和谐波分量。

本设计将无桥PFC电路与多电平技术相结合，提出了一类新型无桥三电平PFC电路。以对称无桥三电平PFC电路为例，详细分析其拓扑构造、工作原理以及调制系统等，并对其器件选型给出了计算过程，对电路的损耗计算建立了数学模型，最后通过仿真搭建1 kW/50 Hz的样机进行试验验证。

1 拓扑结构与工作原理

1.1 拓扑结构

图1给出两种双向开关结构，图1(a)为可四象限流通开关管，因其开关少、成本低，被广泛地应用在变换器电路中[13]；图1(b)所示T型NPC分支结构由两个串联的共源/漏极开关组成，该双向开关可共用一个驱动信号控制电流流通方向[14-16]。本设计利用图1所示两种开关结构对传统Boost PFC电路进行优化，改进后的新型无桥三电平拓扑结构如图2所示。

图1 两种双向开关管

在图2(a)中，二极管D5和D6共阴极、二极管D7和D8共阳极分别与开关管S1漏源极相连，构成一个四象限流通单元，四个二极管左右对称嵌入前级整流桥，防止开关导通时电流通过体二极管反向导通；一对反向串联的双向开关结构连接至a点和n点，提供1/2Udc回路，抬升桥臂输出电压台阶数，可得图3(a)所示的变换器结构。将图2(a)中的四象限开关单元与二极管整流桥相结合，D1、D3与D2、D4分别与开关管S1构成新的四象限流通开关单元，可得到图2(b)和图2(c)所示拓扑结构。按照前级整流桥结构特点分别对图2所示电路命名，图2(a)所示电路定义为对称无桥三电平PFC电路，图2(b)所示电路定义为上非对称无桥三电平PFC电路，图3(c)所示电路定义为下非对称无桥三电平PFC电路。

1.2 新型无桥三电平电路工作原理

以图2(a)所示对称无桥三电平PFC电路为例，分析其工作原理。该电路由二极管D1-D8，开关管S1-S3，以及分裂电容C1、C2，滤波电感L组成，该电路中包含六种工作模态分别如图3所示。

图2 一类新型无桥三电平PFC电路拓扑

（1）模态1[t∈(t1，t2)]：如图3(a)所示，开关管全部关断，电容C1、C2充电，桥臂电压uab=Udc；电感L工作于放电状态。

（2）模态2[t∈(t0，t3)]：电流路径如图3(b)所示，开关管S1、S2关断，S3导通，电容C1放电，C2充电，uab=Udc/2；电感所承受电压为us-Udc/2，当电源电压小于Udc/2时，两电感放电；当电源电压大于Udc/2时，两电感充电。

（3）模态3[t∈(t0，t1)∪(t2，t3)]：开关管S2、S3关断，开关管S1、二极管D6和D7形成回路，电容C1和C2向负载RL供电，桥臂输出电压uab=0；电感L充电。

（4）模态4[t∈(t3，t4)∪(t5，t6)]：电流路径如图3(d)所示，开关状态同上阶段，电容C1、C2继续向负载RL供电，桥臂两端电压uab=0。

（5）模态5[t∈(t3，t6)]：此阶段下电流路径如图3(e)所示，开关管S3导通，S1、S2关断，电感释放能量给电容C1充电，C2放电，桥臂电压uab=-Udc/2，电感承受电压us+Udc/2，当电源电压的绝对值小于Udc/2时，电感充电，大于Udc/2时，电感放电。

图3 对称无桥三电平PFC电路工作模态

（6）模态6[t∈(t4，t5)]：如图3(f)所示，桥臂电压uab=-Udc，开关均关断，电感L的电流经二极管D1和D4续流，两电容充电。电感承受电压us+Udc。

6种工作模态下关键波形见图4。

图4 6种工作模态下关键波形

2 单相三电平调制方法

本设计所提新型无桥三电平功率因数校正电路采用载波同相层叠PWM方法实现开关脉冲分配。如图5(a)所示，四个高频同相位三角载波v1～v4依次层叠与工频下幅值为A的正弦调制波uref比较，定义调制波大于载波输出高电平，调制波小于载波输出低电平。根据比较的大小关系产生图5(b)中的四路原始PWM脉冲波形定义为u1～u4。得到的原始脉冲信号按照逻辑组合输出对应开关的脉冲信号，如图5(c)所示，其中，高电平代表导通，低电平代表关断，驱动开关按照表1中分析状态工作，输出图5(d)中目标波形。调制波幅值和载波幅值确定调制比M，控制电压按照调制波同相的三电平输出。设定调制策略中调制比M为0.9，三角载波幅值Ac为0.5，根据

图5 PWM调制技术

调制波uref幅值A为0.9。

图中各开关信号与4路原始PWM脉冲波形的逻辑关系如下：

3 控制系统设计

图6为完整的控制框图，整个系统分为两个部分，外环控制采用比例积分电压控制器来保持直流链路电压Udc的恒定；锁相环电路产生一个与电源电压同相位的单位正弦波，参考电流i*由电压控制器和锁相环电路导出，将电路采集的实际电流is与参考电流i*比较，同样采用比例积分电流控制来跟踪参考电流实现良好的功率因数校正。为平衡中性点电压，将两电容器之间的电压变化添加到参考电压的输出命令中，根据测得的误差、电源电压和电源电流调整参考电压，控制开关的导通时间，从而达到调整电容充放电的目的。

图6 控制系统框图

4 特性分析

4.1 器件选型

PFC电路电感值及其最大电流根据指定的最大电感电流纹波来确定，选取最大电感电流纹波为5%，电感的最小取值为：

式中，Udc为直流侧输出电压，fsw为开关频率，ΔIL为电感电流的最大纹波。

输出电容用于满足保持时间和低频电压纹波的要求，电容值越大，其储能越强，动态情况下电压纹波越小，电容的大小按照以下公式选择：

选取输出电压纹波为10 V，输出电压为400 V，功率为1 kW的条件下，代入得：Co≥7.958×10-4F。

4.2 损耗分析

通常Boost PFC电路的功率损耗主要由快速恢复二极管和开关管损耗组成，两者的损耗主要包含开通损耗Pon、导通损耗Pcon和关断损耗Poff三部分。将二极管正向导通过程的电流电压理想化，二极管在开关周期内导通损耗Pcon可以表示为

式中，UF为二极管正向导通压降，IF为二极管通态电流，D为二极管导通占空比，D=ton/Tsw。

一个工频周期内，二极管导通占空比D随时间变化，用Dn表示第n个开关周期下二极管导通占空比，N=fs/fsw，可得二极管电流的平均值ID(AV)：

式中，Umn为电网电压的瞬时值，则二极管导通损耗表示为：

二极管开关损耗可表示为

式中，Vfp为二极管正向导通的电压峰值，Ifp为二极管正向峰值电流，tfp为二极管正向导通时电压恢复的时间；Vrp为反向峰值电压，Irp为反向峰值电流，tb为反向电流下降的时间。

开关管导通时，相当于一个通态电阻rds，因此，开关的导通损耗为：

单位时间内，开关频率为fsw的开关管导通与关断各fsw次，产生的开关管损耗为

式中，Esw(on)和Esw(off)分别表示开关管开通关断一次所消耗的能量。

5 试验

为验证设计的新型无桥PFC电路理论分析的可行性和正确性，采用matlab/simulink搭建了功率为1 kW仿真模型，对整流器的稳态和动态试验结果进行分析，各参数设置如表1所示。

表1 试验参数

图7给出了仿真条件下对称电路开关管S1～S3的脉冲分配波形图。在一个工频周期内，开关S2和S3以开关频率分别工作于正半周期和负半周期，开关S1在0和±Udc/2模态下切换开关状态，与图8所述开关脉冲分配完全一致。

图7 开关管脉冲分配

图8为电路稳态运行时相关波形，由输入电压us及输入电流is的波形，可得该电路实现了功率因数校正，输入电压与输入电流始终保持同相位，PF值几乎为1。输入电流为平滑的正弦波，谐波含量为3.75%，波形质量良好。输出电压Udc基本稳定在400 V。由输出电压局部放大图可知，电压纹波为8 V左右，纹波系数为2%，证明电容选型符合所设纹波要求。桥臂电压uab按照电源电压相位呈阶梯波形输出，符合三电平电路工作波形特点，与前文理论分析一致。

图8 稳态运行时波形

图9为额定输出电压220 V，负载变化的条件下，传统无桥PFC与新型无桥三电平PFC的效率变化曲线。由图9可知，所设计的拓扑效率整体高于传统无桥PFC电路，在输出功率为0.4 kW时效率最高为97.5%。

图9 桥臂电压及两电感电压电流波形

6 结论

根据前级整流桥结构的不同，提出了一类新型无桥三电平PFC电路。所设计的整流器通过解决全桥二极管整流器和MOSFET体二极管的反向恢复问题，降低整体功率损耗。此外，电路能够输出三个不同桥臂电压等级，具备三电平拓扑的特点与优势，降低了功率损耗和电流谐波分量，它允许使用电压应力等级更小的功率器件，电路成本因此被降低。试验结果表明，该电路在稳态和动态条件下都能对外稳定输出，输出效率最高为97.5%。